http://www.tehnium-azi.ro/index.html Wed, 22 Feb 2012 20:58:07 +0000 43200 Manage articles http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/surse-de-alimentare/proiectarea-i-construcia-transforma-r25
Transformatoarele toroidale de joasă tensiune şi frecvenţă, se construiesc în general pentru tensiuni primare de 230V sau 400V şi pentru una sau mai multe tensiuni secundare, în funcţie de aplicaţie. Principala funcţie a transformatorului rămâne şi în cazul transformatoarelor toroidale aceea de modificare a parametrilor energiei electrice astfel încât consumatorul să fie alimentat optim la tensiunea şi curentul alternativ necesar.

Avantajele transformatoarelor toroidale sunt:

• Eficienţă ridicată
• Dimensiuni constructive reduse
• Înălţime redusă
• Zgomot redus
• Câmp magnetic de dispersie redus
• Pierderi mici la funcţionarea în gol
• Un singur punct de montare

1. Generalităţi teoretice

Principiul de funcţionare a transformatorului toroidal se bazează pe legea inducţiei electromagnetice: tensiunea electromotoare care apare la bornele unei bobine cu miez feromagnetic este egală numeric cu viteza de variaţie în timp a fluxului magnetic care se închide prin circuitul feromagnetic a bobinei. Altfel spus:

unde: E – tensiunea electromotoare şi dΦ/dt – fluxul magnetic variabil prin miezul feromagnetic al bobinei. Minusul din relaţia precedentă semnifică opoziţia de fază dintre tensiunea electromotoare şi fluxul magnetic. Totuşi, legea inducţiei magnetice mai prezintă şi o "reciprocă": un flux magnetic variabil poate fi produs de o bobină cu miez feromagnetic alimentată de la o sursă alternativă de energie electrică.

Deci un transformator electric trebuie să aibă minim două înfăşurări. Dacă aplicăm înfăşurării primare o tensiune, la bornele înfăşurării secundare regăsim aceasta tensiune defazată cu 180 grade faţă de tensiunea înfăşurării secundare şi cu 90 grade faţă de fluxul magnetic.

Transformatoarele electrice pot fi ridicătoare sau coborătoare de tensiune. Puterea electrică transmisă este dependentă de valoarea de sarcină a consumatorului. Caracterizarea transformatorului toroidal din punctul de vedere a puteri transmise se face în funcţie de puterea aparentă, deoarece această putere caracterizează global nivelul de putere activă şi reactivă tranzitat la un moment dat de transformator.

În electrotehnică avem:

• Puterea electrică activă: P=U•I•cosφ
• Putere electrică reactivă: Q=U•I•sinφ
• Putere electrică aparentă: S=U•I

Formula matematică a tensiunii electrice alternative este:

unde: u(t) – tensiunea alternativă, U_M – valoarea maximă a tensiunii alternative, ω=2πf – pulsaţia tensiunii alternative; t – variabila timp. Din electrotehnică dar şi din articolul despre teoria transformatorului electric, prezentat în cadrul revistei Tehnium Azi, extragem relaţia caracteristică:

unde: N – numărul de spire, f – frecvenţa tensiunii electrice, B – inducţia magnetică, A_FE – secţiunea miezului feromagnetic şi U – valoarea efectivă a tensiunii "suportate" sau "generate" de orice bobină.

Din relaţia (3) rezultă relaţia general valabilă pentru transformatoare electrice:

unde: U₁, U₂ – valoarea tensiuni primare, respectiv secundare; N₁, N₂ – numărul de spire a înfăşurării primare, respectiv secundare. Relaţia (4) reprezintă definiţia raportului de transformare.

Dacă notăm cu e=f•B•A_FE, atunci vom obţine:

Înlocuim relaţia (4) în (5) şi obţinem:

Din ultima relaţie se poate deduce uşor că pentru o putere electrică transmisă, un număr mai redus de spire al înfăşurării secundare N₂, implică automat posibilitatea de a livra un curent I₂ mai mare impedanţei de sarcină.

Totuşi, un transformator electric nu poate livra în secundar aceeaşi putere electrică pe care o absoarbe înfăşurarea primară la un moment dat. Deci, transformatorul electric nu poate transfera energia electrică fără pierderi.

Aceste pierderi sunt de trei tipuri şi anume:

• Pierderi în miezul feromagnetic P_FE , cuprind pierderile prin efectul de histerezis, prin efectul FOUCAULT şi pierderile prin magnetostricţiune;
• Pierderi în cupru (în bobine sau pierderi rezistive) – se referă la pierderile din bobinajul transformatorului – P_Cu =P_W=r₁•I₁₂+ r₂•I₂₂;
• Pierderi suplimentare P_S – datorate armonicilor tensiunii şi curentului electric livrat de transformator.

Ca urmare a celor prezentate, rezultă că tensiunea livrată de transformatorul electric în gol (fără sarcină) nu mai prezintă practic aceeaşi valoare cu tensiunea "în sarcină". Spre exemplu, în figura 1 sunt prezentate variaţiile tensiunii secundare de la situaţia practică "în gol" la cazul practic "în sarcină". Se observă că în cazul sarcinii rezistive, tensiunea în sarcină scade cu câţiva volţi. Ea scade şi mai mult în cazul sarcinii rezistiv-inductive şi creşte în cazul sarcinii rezistiv-capacitive (condensatorul electric este practic un rezervor de energie electrică).

Din diagramele prezentate în figura 1 rezultă că proiectantul unui transformator trebuie să cunoască:

• valoarea puterii electrice active transmise impedanţei de sarcină (tensiunea şi curentul);
• tipul impedanţei de sarcină: inductivă, rezistivă, capacitivă (care priveşte energia electrică preluată de consumator).

2. Considerente practice

Realizarea practică a unui transformator "bun" constă în adoptarea unei soluţii constructive care să minimizeze pierderile enumerate anterior şi gabaritul fizic a transformatorului. Nu este suficient o proiectare "foarte îngrijită" ci şi utilizarea unor materiale electrotehnice care să conducă la obţinerea unor pierderi minime. Constructiv, un transformator toroidal se prezintă ca în imaginea alăturată.

În decursul timpului s-au realizat diferite soluţii constructive ale miezului feromagnetic (ex. de tipul E+I). Aceste tole sunt realizate din tablă silicioasă, având un nivel de pierderi constant, indiferent de direcţia fluxului util. Momentan acestă soluţie tehnică de realizare a tolelor este învechită deoarece:

• transformatorul convenţional prezintă un număr destul de mare de spire, ceea ce implică creşterea pierderilor rezistive;
• pierderile feromagnetice limitează drastic valoarea inducţiei magnetice de lucru şi practic se ajunge la un miez magnetic de dimensiuni mari, cu pierderi PFe apreciabile;
• un miez magnetic cu secţiune mare implică automat o carcasă bobinată cu secţiune mare, deci o lungime mare a conductoarelor de bobinaj, deci rezistenţe electrice echivalente mari, ce implică P_Cu apreciabile;
• fluxul magnetic de dispersie (din afara miezului feromagnetic) este apreciabil odată cu mărirea inducţiei magnetice, fapt care micşorează în final randamentul transformatorului.

Din cele expuse anterior rezultă faptul că numai utilizând un miez feromagnetic cu pierderi cât mai mici putem realiza practic un transformator electric performant. Un miez feromagnetic cu pierderi reduse implică automat:

• posibilitatea de a lucra cu o inducţie magnetică mult mai mare decât la transformatorul convenţional (B_SAT = 1T);
• secţiunea miezului magnetic va fi mult mai redusa;
• lungimea conductorului de bobinaj va fi mult mai mică, deci automat am micşorat pierderile rezistive PCu.

Soluţia tehnică constă în realizarea unui miez feromagnetic toroidal sau altfel spus a unui transformator electric cu miez magnetic toroidal.

Un miez magnetic performant nu se poate realiza decât folosind o tablă silicioasă cu pierderi cât mai reduse. Tabla silicioasă cu un nivel de pierderi foarte redus este denumită de toate standardele internaţionale „tablă silicioasă cu grăunţi orientaţi". Fabricarea ei reprezintă una dintre cele mai complexe tehnologii metalurgice moderne.

Benzile din tablă silicioasă cu grăunţi orientaţi sunt materiale feromagnetice care prezintă în compoziţie cca 3,25% siliciu, special concepute pentru realizarea miezurilor feromagnetice ale transformatoarelor electrice cu pierderi cât mai reduse. Proprietăţile magnetice speciale (ce implică pierderi minime), alături de posibilitatea utilizării unei inducţii magnetice de valori ridicate (B = 1,6T), sunt realizate printr-un procedeu metalurgic deosebit de complex.

Utilizarea tolelor din tablă silicioasă cu grăunţi orientaţi care permit inducţii de saturaţie mult mai mari decât la miezurile feromagnetice convenţionale, mergând până la 1,6T, şi adoptarea unei soluţii toroidale de realizare a miezului (prin rotirea într-un perimetru circular a tolei), conduce la realizarea unui transformator toroidal uşor, de putere şi eficienţă ridicată.

OBS! Pentru tole din tabla din fier-siliciu laminată la cald , de grosime 0,35 [mm], valorile lui Bm sunt cuprinse între 0,9 si 1,45 [T] iar pentru miez spiralizat din tole de tabla de fier-siliciu de grosime 0,35 [mm], laminată la rece valorile lui Bm sunt cuprinse între 1,2 si 1,75 [T].

Este binecunoscută formula aproximativă:

unde S_T reprezintă puterea aparentă dorită a transformatorului. Pe baza acestei relaţii se poate determina uşor secţiunea miezului feromagnetic a transformatorului. Totodată, relaţia (7) ne poate ajuta să determinăm şi puterea aparentă a transformatorului având cunoscută secţiunea miezului feromagnetic A_FE.


Valoarea coeficientului k=(1,2…1,3) din relaţia (7) se determină din figura 2 unde se cunoaşte deja puterea aparentă a transformatorului: S_T=U₁•I₁.

3. Exemplu de calcul

Să se dimensioneze un transformator toroidal având cunoscute următoarele date de calcul:

• U₁ – tensiunea de reţea sau altfel spus, tensiunea electrică primară a transformatorului;
• U₂₁ – prima tensiune secundară;
• U₂₂ – a doua tensiune secundară;
• I₂₁ – primul curent secundar;
• I₂₂ – al doilea curent secundar.
• Mijloace de răcire: răcire naturală în incinta închisă;
• Impedanţa de sarcină: rezistiv – inductiv.

SOLUŢIE:

1). Determinarea puterii aparente secundare:

2). Calculul puterii aparente primare considerând pierderile egale cu 5% (ceea ce corespunde unui randament de 95%):

3). Calculul curentului nominal din înfăşurarea primară I₁:

4). Determinarea secţiunii miezului feromagnetic:

5). Determinarea secţiunii utile a miezului feromagnetic:

6). Se adoptă inducţia magnetică în miez B=(1,2…..1,6)T.
7). Se determină numărul de spire ale infasurărilor primare şi secundare, având definite: f=50Hz, B şi A_Fe[m²]:



Obs. Numarul de spire, de data aceasta, pe volt, se pot determina aplicând o altă formula aproximativa binecunoscută:

K_m=N/U₁≈10000/4,44•f•B;

sau K_m=N/U₁=10000/2•π•f•B

relaţie rezultată în urma considerării A_FE [m²].

Coeficientul K_m este de multe ori confundat cu frecventa reţelei de alimentare a transformatorului, lucru de altfel incorect. Coeficientul K_m are valoarea 50 atunci când inducţia magnetică în miezul feromagnetic a transformatorului este aprox 0,6T. Aceasta valoare a inducţiei magnetice se adoptă la transformatoarele clasice cu miez E+I unde datorită geometriei si calităţi tolelor, acestea nu permit în calcule adoptarea unor inducţi mai mari de un tesla.

Modul de realizare a transformatoarelor toroidale coroborat cu utilizarea unor tole de înalte calitate permite adoptarea unor inductii magnetice aproximativ de doua ori mai mari ca în cazul transformatoarelor "clasice. Acest lucru conduce la utilizarea unei cantităţi de cupru mai mici, ceea ce implică automat obţinerea unui transformator cu pierderi rezistive mai mici. Ca urmare, fără a comite o eroare, deoarece lucrăm cu inducţii aproximativ de două ori mai mari ca la transformatoarele clasice, putem determina cu o anumită eroare puterea aparentă a transformatorului toroidal ridicând la pătrat ambele secţiuni A_FE (din partea dreapta şi stângă a figuri 3).

8). Calculul diametrelor conductoarelor.

Pentru o încălzire optimă a înfăşurărilor, densitatea de curent trebuie să se situeze în jurul valorilor: J=2,5…3,5A/mmp. Dacă adoptăm J = 3A/mmp atât pentru primar cât şi pentru secundar, diametrele înfăşurărilor se determină cu relaţiile:

Obs. Dacă înfăşurările secundare sunt dispuse complet peste înfăşurarea primară atunci se va adopta o densitate de curent mai mică pentru înfăşurarea primară. Diametrele înfăşurărilor se pot adopta şi din tabelul 1.

9). Determinarea secţiunii bobinajului:

10). Calculul diametrului interior a bobinajului miezului feromagnetic:

unde D_INT diametrul interior al miezului feromagnetic (vezi fig.3):

11). Determinarea perimetrului interior a torului:

12). Calculul grosimii straturilor de bobinaj pentru fiecare bobină:

13). Determinarea grosimii totale a bobinajului:

14). Calculul lungimii înfăşurărilor:

4. Caracteristicile conductoarelor CuEm utilizate la realizarea bobinajelor

Deoarece în calcule adoptăm inducţii, de regulă între 1,2...1,6T , uneori chiar mergând până la 1,8T, în schema echivalentă a transformatorului toroidal, rezistenţa echivalentă a primarului r₁ are o valoare mult mai mică şi reactanţa aferentă o valoare mult mai mare, decât la un transformator clasic obişnuit. Această înseamnă că curentul de pornire, la punerea sub tensiune a primarului, este mult mai mare, şi din această motiv, la dimensionarea siguranţei electrice trebuie să se ţină cont şi de acest aspect. În plus, o reactanţă primară mare va conduce la absorţia unei energii reactive ceva mai mari decât în cazul transformatorului classic, dar acest lucru nu afectează eficienţa transformatorului. Această observaţie este cu atât mai pregnantă şi mai importantă, cu cât puterea transformatorului toroidal este mai mare (în general peste 1kVA).

În concluzie, daca nu sunteţi sigur de calitatea miezului feromagnetic a transformatorului, atunci când demaraţi operaţia de dimensionare a sa, adoptaţi sau lucraţi cu inducţi mai mici (1,2...1,4T). Totodată, relaţiile prezentate mai sus se pot utiliza şi la dimensionare altor tipuri de transformatoare, cum ar fi cele folosite in sursele în comutaţie.

În imaginile de mai jos sunt prezentate două maşini automate cu una şi două suveici pentru bobinarea automată a transformatoarelor toroidale.
]]> Wed, 18 Jan 2012 20:00:28 +0000 3def184ad8f4755ff269862ea77393dd http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/surse-de-alimentare/calculul-intrefierului-unui-transformator-r33 1. Ce este un ciclu de histerezis magnetic ?

Un ciclu de histerezis magnetic este reprezentat grafic în fig. 1.1, unde
a. Porţiunea de curba 01, se numeşte curba de prima magnetizare;
b. Curba închisă 1234561 – care se parcurge întotdeauna în sens trigonometric – formează ciclul de histerezis magnetic al unui material;

Punctele remarcăbile pe o curbă de histerezis magnetic au următoarele semnificaţii:
1 – punct de maximum magnetic;
2 şi 5 – puncte de remanenţa magnetică;
3 şi 6 – puncte de coerciţie;
4 – punct de minimum magnetic.

Valorile remarcăbile ale ciclului de histerezis sunt:
B_max/-B_max– inducţia maximă/minimă;
H_max/-H_max – intensitatea maximă/minimă a câmpului magnetic;
B_r/-B_r – inducţii remanente;
H_c/-H_c – intensităţi coercitive ale câmpului magnetic.
Aria închisă de ciclul de histerezis magnetic, reprezinta energia specifică, consumată pentru magnetizarea miezului, exprimată dimensional în [J/m³] şi este dată – când se cunoaşte funcţia analitică H=f(B) – de teorema lui Warburg exprimată prin relaţia:

unde:
H este intensitatea câmpului magnetic în [A/m];
B – inducţia magnetică în [T].
Dacă nu se cunoaşte funcţia analitică H=f(B) dar există o reprezentare grafică la scară a ciclului de histerezis, atunci relaţia (1.1) este echivalentă cu:

unde
a - este scara în abscisă a ciclului de histerezis în [(A/m)/m];
b – scara în ordonată a ciclului de histerezis în [T/m];
S_H – aria planimetrată a ciclului de histerezis în [m²].
Uneori în fișele de date ale materialelor miezurilor electromagnetice, energia specifică de magnetizare, este dată conform relaţiei lui Steinmetz:

Unde:
α şi β sunt două constante specifice;
B_m – amplitudinea inducţiei magnetice prin miezul transformatorului în T.
Se reamintește, ca la funcţionarea transformatorului în gol, curentul în circuit este determinat practic doar de componenta de magnetizare datorată ciclului de histerezis magnetic. Datorită existenței ciclului de histerezis, curentul nu este sinusoidal. Determinarea formei curentului, se face în conformitate cu schema grafică din fig. 1.2. Determinarea se poate face suficient de exact folosind un program de tipul AutoCAD, unde utilizând datele avute la îndemână se urmează procedura:

• Se trasează la scară cele două ramuri ale curbei de histerezis – ramura descrescatoare 1234 şi ramura crescatoare 4561;
• Se trasează sinusoida u1(t) corespunzătoare tensiunii la bornele primarului;
• Se trasează sinusoida b(t) corespunzătoare variaţiei în timp a inducţiei, care trebuie să fie defazată în urma tensiunii la borne cu unghiul pi/2;
• Se stabileşte un număr de puncte echidistante t₁…t_n – pe axa timpului – pe distanța unei perioade complete;
• Pornind de la fiecare punct stabilit pe abscisă, se ridică paralele la ordonată până intersectează sinusoida b(t) – traseul etapei a I-a (roşu);
• Traseele etapei a II-a (verde deschis) paralele cu abscisa trecând prin punctele determinate la etapa anterioară, se vor termina pe ramura descrescătoare (1234) a ciclului de histerezis, Dacă provin de pe frontul descrescător al sinusoidei b(t) şi pe ramura crescătoare (4561) a ciclului de histerezis, Dacă provin de pe frontul crescător al sinusoidei b(t);
• Traseul etapei a III-a (bleu) paralele cu ordonata trecând prin punctele obţinute la etapa anterioară va determină pe axa absciselor, valoarea instantanee a curentului la acel moment de timp;
• Valoarea instantanee a acestui curent se transpune pe ordonată, prin traseul circular cu centrul în origine al etapei a IV-a (albastru);
• Punctul obţinut pe ordonată în urma etapei anterioare se va translata paralel cu abscisa (traseul etapei a V-a figurat cu mov) până va intersecta din nou linia paralelă cu ordonata a traseului primei etape, unde va determina punctul corespunzător de pe curba ne-sinusoidală a curentului de mers în gol al transformatorului.

Producătorii de materiale magnetice (tole, ferite, etc.) testează şi indică valorile maximale absolute ale ciclului de histerezis, pe care le garantează în condiţiuni normale de utilizare. Limitele superioară şi inferioară ale inducţiei acestui ciclu maximal absolut, mai poartă şi numele de inducţie de saturaţie. Aceste valori nu este recomandabil a fi atinse în practică. Fiecărei amplitudini a inducţiei B_m alese în miez pentru o aplicaţie, îi corespunde un ciclu de histerezis unic, care se poate determina, folosind datele furnizate de producătorul materialului magnetic în urma unui calcul, de factură numerică sau grafică.

In figura 1.2, s-a reprezentat în mod intenționat cazul în care variaţia sinusoidală a inducţiei electromagnetice în miez, atinge valorile de saturație. Se poate deci constata, cât de deformat va fi curentul de mers în gol, față de forma sinusoidală. în cazul în care inducţia în miez va depăși valoarea de saturație, curentul de mers în gol nu va mai fi o curba ȋnchisă, ci va exista o porțiune în care frontul crescător va creste la infinit, în timp ce frontul descrescător, va descreste de la infinit. Acest regim fiind unul deosebit de periculos pentru dispozitivul electromagnetic (transformator) şi circuitele aferente. Iată deci motivul pentru care la proiectarea transformatoarelor se alege în mod adecvat mărimea maximum admisibilă a inducţiei în miez.

2. Puțina teorie

Conform cursului de Bazele Electrotehnicii, inducţia electromagnetica se definește cu relaţia:

unde:
u₀=4Pi*10^-7 [H/m], este permeabilitatea magnetică a vidului;
permeabilitatea relativă a miezului electromagnetic;
vectorul inducţiei electromagnetice;
vectorul intensității câmpului electromagnetic variabil periodic;
vectorul magnetizației permanente a miezului.

In cazurile cele mai uzuale pentru un transformator, termenul magnetizației permanente este considerat nul. În practică el poate insa diferi de zero, atunci când miezul este situat conjunctural intr-un câmp magnetic permanent, sau dacă peste vectorul util se suprapune un vector constant, produs de un curent electric continuu. în acest ultim caz, avem:

Relaţia (2.1) se poate deci scrie:

O asemeneasituație se ȋntâlnește în practică, la transformatoarele surselor în comutatie de tipul Flyback. Aici, Datorită comutației unipolare (de la zero, la valoarea maximă a tensiunii aplicate) tensiunea medie este diferită de zero. Această tensiune medie este echivalentă cu o tensiune continua.
Tot în cursul de Bazele Electrotehnicii, se precizeaza ca relaţia care dă inductanța unei bobine cu miez electromagnetic fără ȋntrefier, este:

Unde:
w este numărul de spire al bobinei;
- reluctanța magnetică a miezului;
S - aria suprafeței transversale a miezului în m2;
l_m – lungimea circuitului electromagnetic al miezului în m.Ȋn cazul primarului transformatorului, vom avea:

Relaţiile (2.3) şi (2.3') sunt corecte, numai dacă intensitatea câmpului electromagnetic H₀, produsă de curentul continuu nu depășește o anumita valoare. Acestei valori ȋi corespunde o amplitudine maximă a inducţiei:

Unde cu B_s, s-a notat valoarea de saturație a inducţiei. Valoarea critică a intensității câmpului în cazul miezurilor din tole, este de 500 A/m [1].
Dacă în circuitul magnetic, se interpune un ȋntrefier cu aer, sau material solid nemagnetic, atunci aplicând teoremele lui Kirchhoff pentru circuitele magnetice, relaţia (2.3) devine:

Unde:
R_i este reluctanța magnetică a ȋntrefierului;
R_ech - reluctanța magnetică echivalentă, a circuitului magnetic;
l^'_m– lunginea câmpului magnetic prin miezul feromagnetic în m;
l_i– lungimea (grosimea) ȋntrefierului în m;
µ_rech - permeabilitatea relativă echivalentă a circuitului magnetic.Ȋntre l^'_m şi l_i există relaţia:


Intensitatea câmpului magnetic permanent, datorat unui curent continuu I0 se poate scrie:

Ținând cont de șirul de egalități (2.3'') avem:

Experiența arata ca µ_rech, este mai mic decât µ_r şi în consecința inducţia electromagnetică în miez, nu va mai atinge valoarea de saturație şi deci transformatorul cu ȋntrefier se poate utiliza la valori mai mari ale intensității câmpului magnetic produs de un curent continuu prin bobina primara. Grafic, ciclurile de histerezis ale miezului fără ȋntrefier, comparativ cu miezul cu ȋntrefier sunt reprezentate în figura 2.1. Rezultă că efectul ȋntrefierului, este un nou ciclu de histerezis alungit după directia axei OH. în figura 2.1, s-a reprezentat hașurat ciclul de histerezis parcurs în cele două cazuri de un transformator în comutație unipolară.

In figura 2.2 sunt ilustrate cele patru cazuri mai des intalnite de utilizare a ȋntrefierului, la miezurile EI, şi la miezurile UI (CC, LL, etc). Se poate observa că practic calculul se poate adapta cazului a, sau b cu un singur ȋntrefier, sau cazurilor c şi d cu două ȋntrefieruri şi deci lungimea acestora se ȋnjumătățește.

Din punctul de vedere al materialelor magnetice, se diferentiază două cazuri:
1. Transformator cu miez electromagnetic format din tole;
2. Transformator cu miez din ferită.

Pentru primul caz, mai rar intalnit în practică – de obicei la transformatoarele de ieșire ale amplificatoarelor electronice de putere – se vor folosi diagramele din figurile 2.3, 2.4 şi 2.5 adaptate după [1], sau valorile discrete din tabelele 2.1, 2.2, 2.3, 2.4 2.5 şi 2.6.

La bobinele cu miez feromagnetic – spre exemplu cele pentru filtrele curentului redresat – dimensionarea miezului, se poate face odata cu cea a ȋntrefierului. Calculul se va face dupa:

Algoritmul 2.1

• Se cunoaşte inductanța L şi se calculează expresia L_{I 02}, care are dimensiunea unei energii (energia de magnetizare a miezului) cu relaţia:
• Se determină din graficul din figura 2.3, sau din tabelele 2.1 şi 2.2 masa M_Fe a miezului corespunzătoare energiei de magnetizare W₀;
• Se alege o tolă EI sau UI (CC, LL, etc) şi se determină numărul N de tole, ȋmparțind masa M_Fe, la masa unei tole care se gaseste în ultimele două coloane ale tabelelor 2.7 şi 2.8, în funcţie de grosimea aleasă (0,35 sau 0,5 mm). Se determină dimensiunea b₀ a miezului, ȋnmulțind numărul N de tole cu grosimea unei tole. Dacă b₀ este mai mic decât dimensiunea 2a₀ a coloanei, în cazul tolelor EI, sau dimensiunea c₀ în cazul tolelor UI sau LL, atunci se va alege un format de tolă mai mic. dacă ins ab₀ este mai mare decât 4a₀ (dublul dimensiunii coloanei) în cazul tolelor EI, sau 2c₀ în cazul tolelor UI, sau LL, atunci se va alege un format de tolă mai mare.
• Se determină aria suprafeței transversale a miezului, ȋnmulțind dimensiunea b₀, cu dimensiunea 2a₀ a coloanei, în cazul tolelor EI, sau cu dimensiunea c₀, în cazul tolelor UI sau LL;
• Se determină din diagrama din figura 2.4, sau din tabelele 2.3 şi 2.4, o valoare µ_rech, în funcţie de valoarea energiei de magnetizare, determinată la punctul 1.
• Se (re)calculează numărul de spire cu relaţia (2.7);
• Se determină valoarea lui H₀ din relaţia (2.6);
• Se determină o noua valoare µ_rech din graficul din figura 2.5, sau din tabelele 2.5 şi 2.6. Dacă este satisfăcută relaţia: atunci calculul se consideră ȋncheiat. Dacă nu, atunci se reia algoritmul ȋncepând de la punctul 6, până când este satisfăcută inegalitatea (2.9).
• Ȋn final se calculează valoarea lungimii (grosimii) ȋntrefierului exprimat în aceeași unitate de măsură (spre exemplu în mm). Din relaţia:

Unde µ_i este valoarea permeabilității magnetice initiale a miezului. Pentru aliajele electrotehnice românești pe bază de siliciu, se va lua µ_i = 500. Pentru aliaje electrotehnice pe bază de nichel, se poate lua µ_i = 900.

Rezultatul corespunde cazurilor din figura 2.2a şi 22b. Pentru cazul din figurile 2.2c şi 2.2d, rezultatul se ȋmparte la 2. Pentru determinarea ȋntrefierului în cazul unui transformator – spre deosebire de cazul bobinelor cu miez – trebuie ținut cont ca acesta a fost predimensionat, iar parametrii săi nu mai pot fi modificați.



Ȋn cazul transformatoarelor, de obicei inductanța primarului nu este cunoscută, sau este adoptata din cu totul alte considerente, cum ar fi cazul transformatoarelor de ieșire a amplificatoarelor și/sau radioreceptoarelor cu tuburi cu vid, sau a celor pentru sursele în comutație de tipul Flyback.



De asemenea, la transformatoare sunt cunoscute dimensiunile miezului electromagnetic şi deci masa totala M_Fe a acestuia.

Algoritmul de calcul al ȋntrefierului la transformatoarele cu tole – cum este indeosebi cazul transformatoarelor de ieșire pentru aparatura cu tuburi cu vid – va fi asemanator celui de la bobinele cu miez. Se vor elimina pasii 2, 3 şi 4, iar ceilalti se vor adapta astfel ȋncât să se suplinească diferențele de date de intrare. El este prezentat în continuare.

Algoritmul 2.2

• Dacă se cunoaşte inductanța L₁ a primarului, se calculează energia de magnetizare a miezului cu relaţia: . Dacă nu se cunoaşte inductanța L₁, atunci se cunoaşte masa M_Fe a miezului şi se determină energia de magnetizare W₀, din graficul din fig 2.3, sau din tabelele 2.1 şi 2.2;
• Se determină din diagrama din figura 2.4, sau din tabelele 2.3 şi 2.4, o valoare µ_rech, în funcţie de valoarea energiei de magnetizare, determinată la punctul 1;
• Se (re)calculează numărul de spire cu relaţia (2.7);
• Se determină valoarea lui H₀ din relaţia (2.6);
• Se determină o noua valoare µ_rech din graficul din figura 2.5, sau din tabelele 2.5 şi 2.6. Dacă este satisfăcută relaţia (2.9) atunci calculul se consideră ȋncheiat. Dacă nu, atunci se reia algoritmul ȋncepând de la punctul 3, până când este satisfăcută inegalitatea (2.9).
• Se calculează valoarea lungimii (grosimii) ȋntrefierului exprimat în aceeași unitate de măsură (spre exemplu în mm) din relaţia (2.10);
• Dacă în urma calculului rezultă ca noul număr de spire este prea mare şi nu ȋncape în fereastra miezului, se va relua calculul de dimensionare al miezului cu o tolă de format mai mare. Se va relua de asemenea şi dimensionarea ȋntrefierului optim. Aceste chestiuni, sunt valabile şi în cazul bobinei cu miez magnetic.

In figura 2.6 a şi b, sunt reprezentate principalele dimensiuni ale unor pachete de tole EI şi respectiv UI, iar în tabelele 2.7 şi 2.8 de mai jos sunt detaliate dimensiunile şi principalele caracteristici tehnice ale diferitelor tipuri de tole EI şi respectiv UI.


In ceea ce privește bobinele şi transformatoarele cu miezuri din ferită, analizând puțin lucrurile, se poate constata că liniile de câmp magnetic sunt evazate în zona ȋntrefierului. Rezultă că suprafața străpunsă de liniile de Forță în zona ȋntrefierului, va fi variabilă şi puțin mai mare decât suprafața transversală a miezului magnetic S. În practică, ea se va echivala cu o arie constanta, calculata din condiţia de invariaţie a volumului ȋnchis de conturul liniilor de câmp magnetic, limitat de cele două suprafete libere ale miezului.

Rezultă că șirul de egalități (2.3'') inversat, relativ la primarul transformatorului, se poate scrie în acest caz:

In relaţia (2.11) considerăm mărimile liniare exprimate în metri. Pentru tipodimensiunile uzuale ale miezurilor de ferită utilizate în transformatoarele Flyback, s-au luat drept limite miezurile E13/6/3 şi E80/38/20, produse inclusiv cu ȋntrefieruri de firma Ferroxcube. Raportul li/S=0,00025...0,00028, va fi de cel puțin 17 ori mai mic decât raportul lm/S=0,028...0,0047 şi deci neglijabil în raport cu acesta. Valorile minime ale permeabilitatilor magnetice fără ȋntrefier, raportate la aceleasi produse limită, sunt respectiv 1180 pentru miezul E13/6/3 şi 1350 pentru miezul E80/38/20. Valorile primului termen din paranteza pătrată a relaţiei (2.11) va fi deci de ordinul 0,000024...0,00000035. Deoarece aria Si, diferă în mod nesemnificativ de aria S, temenul al doilea din paranteza pătrată, va avea valori în domeniul li/Si=0,00025...0,00028. Comparând cei doi termeni, se vede ca valoarea maximă a primului, este de aproximativ 10 ori mai mică decât cel de-al doilea, în timp ce valoarea minimă a primului, este de aproximativ 1000 de ori mai mică decât cel de-al doilea. Ȋn concluzie, primul termen din paranteza pătrată se poate neglija în raport cu al doilea şi deci relaţia (2.11) devine:

Din relaţia (2.11') rezultă imediat relaţia:

In practică [2] pentru valorile conventionale ale ȋntrefierurilor transformatoarelor Flyback din ferită, s-a dovedit că pentru miezurile cu secțiunea rectangulară, pentru o suprafață a secțiunii S = a*b, secțiunea echivalentă a ȋntrefierului este S_i=(a + l_i)*(b + l_i).

Pentru miezurile din ferită de tipul EE şi EI reprezentate în fig. 2.7 a şi respectiv 2.7 b avem.

Aceeași relaţie este valabilă şi pentru miezurile CC, UI, sau toroidale. Relația se va modifica ȋnsa prin corespondența simbolurilor.
In lucrarea [3] este indicată (in cazul miezurilor EE) pentru calculul valorii Si, următoarea relaţie:

Unde 2F0, este lungimea ferestrei transformatorului, în conformitate cu figura 2.7a.
Pentru miezurile cu secțiunea circulară cu diametrul D, vom avea:


In teoria surselor în comutație, s-au făcut anumite presupuneri simplificatoare – a caror expunere nu este necesara aici – prin care s-a ajuns la relaţii empirice precum (2.13) (2.13') sau (2.13ms). Dimensiunile pentru relaţia (2.13ms) sunt în centimetri pentru lungimi şi centimetri pătrați pentru aria S. Pentru relaţiile (2.13) (2.13') şi (2.13'') dimensiunile mărimilor liniare sunt în metri şi respectiv metri pătrați. Pentru miezurile din ferită EE, EI, CC şi UI cu secțiunea rectangulară, este posibilă şi folosirea a două ȋntrefieruri cu lungimea ȋnjumătățită, precum s-a schematizat în figura 2.2 c şi d. Soluția este chiar recomandabila în cazul transformatoarelor şi bobinelor cu miez din ferită realizate de catre amatori şi hobby-isti.

In cazul miezurilor cu secțiunea centrala circulară, dar cu secțiunea jugului de forma arbitrară, această solutie nu mai este posibilă. Miezurile feritice toroidale, ca şi cele EE, EI, CC UI cu un singur ȋntrefier, pot fi prevăzute cu ȋntrefier doar de catre producator. Astfel, calculul va fi doar unul orientativ, urmand să se aleaga varianta comerciala cea mai apropiată de rezultat.

Algoritmul de calcul al ȋntrefierului, este următorul:

Algoritmul 2.3

• Se calculează prima valoare a ȋntrefierului din relaţia (2.12) folosind valoarea S a secțiunii miezului în locul valorii Si;
• Folosind valoarea l_i calculată la punctul 1, se calculează valoarea S_i, folosind una dȋntre relaţiile (2.13) (2.13') sau (2.13ms);
• Se calculează o noua valoare a ȋntrefierului din relaţia (2.12) introducând în calcul și valoarea calculată la punctul 2. Se reia ciclul pașilor 2 şi 3 de un număr de 3...5 ori;
• Se alege miezul dorit cu ȋntrfierul cel mai apropiat de rezultat, dacă suntem intr-unul din cazurile din figura 2.2a, sau 2.2b. Sau se utilizează un ȋntrefier având jumatate din valoarea obţinuta, dacă suntem în cazurile din figura 2.2c, sau 2.2d.

In figura 2.7 a şi b, sunt reprezentate principalele simboluri dimensionale ale unor miezuri din ferită de tipul EE şi respectiv EI, produse de Ferroxcube. Dimensiunile şi principalele caracteristici sunt date în cataloagele producatorilor.

Un caz aparte, este cel al bobinelor de filtrare, sau al transformatoarelor pe miezuri din ferită toroidale, prevăzute cu ȋntrefier. Ȋntrucât amatorului nu ȋi este accesibil să execute un asemenea miez, se va arata în continuare cum trebuie condus calculul pentru alegerea unui miez cu ȋntrefier de productie industrială. Vom considera cazul miezurilor toroidale din ferită produse de Ferroxcube. în tabelul 2.9 sunt date principalele dimensiuni şi parametri pentru cele 6 tipuri de toroizi cu ȋntrefier produse de Ferroxcube. Iar în tabelul 2.10 sunt date valorile inductanței specifice A_L şi ale permeabilității efective µ_e pentru 30 de variante.


In figura 2.8, este reprezentată forma ȋmpreună cu principalele simboluri dimensionale ale miezurilor toroidale din ferită, produse de Ferroxcube. Dimensiunile şi principalele caracteristici, sunt date în cataloagele producatorilor.

In figura 2.9 sunt reprezentate – prelucrate după [4] – curbele de variaţie ale mărimii LI₀², cu dimensiune de energie (in µJ) funcţie de A_L (in nH/sp²).

In figurile următoare, sunt reprezentate – prelucrate după [4] – curbele de variaţie ale mărimii A_L, funcţie de produsul wI₀, la variantele de toroizi din ferită de tipul 3C20 specificate în tabelul 2.10, după cum urmează:

Fig. 2.10 –Variaţia mărimii A_L, funcţie de produsul wI₀, la toroizii TN10/6/4:
Fig. 2.11 –Variaţia mărimii A_L, funcţie de produsul wI₀, la toroizii TN13/7.5/5:
Fig. 2.12 –Variaţia mărimii A_L, funcţie de produsul wI₀, la toroizii TN17/11/6.4:
Fig. 2.13 –Variaţia mărimii A_L, funcţie de produsul wI₀, la toroizii TN20/10/6.4:
Fig. 2.14 – Variaţia mărimii A_L, funcţie de produsul wI₀, la toroizii TN23/14/7.5:
Fig. 2.15 – Variaţia mărimii A_L, funcţie de produsul wI₀, la toroizii TN26/15/11: In tabelul 2.11, sunt date valori discrete ale funcțiilor reprezentate în figura 2.9, iar în tabelele 2.12 ... 2.17 cele ale funcțiilor reprezentate respectiv în figurile 2.10 ... 2.15, în scopul utilizării calculului analitic prin interpolare.

Algoritmul de alegere a miezului este sintetizat în continuare:
Algoritmul 2.4

• Se cunoaşte inductanța L a bobinei cu miez şi se determină energia de magnetizare necesara miezului din ferită cu relaţia (2.8);
• Se preliminează utilizând fig. 2.9, tipul de miez cel mai mic utilizabil
• Se determină din graficul din figura 2.9, sau din tabelul 2.11 inductanța specifică A_L, corespunzătoare energiei de magnetizare W₀;
• Se alege un miez şi o variantă de ȋntrefier, unde valoarea A_L se poate incadra;
• Se calculează numărul de spire cu relaţia:
• Se calculează produsul wI₀ şi se verifică din figurile 2.10 ... 2.15, sau prin interpolare din tabelele 2.12 ... 2.17, ca valoarea lui să nu fie în zona de saturație a miezului;
• Se verifică ȋncadrarea bobinajului în fereaestra miezului;
• Se reia calculul de la pasul 2, dacă bobinajul nu ȋncape în fereastră, sau dacă valoarea wI₀ este în zona de saturație (porțiunea descrescătoare a curbei) prin alegerea unui miez mai mare şi a unei variante unde se ȋncadrează A_L;
• In final, folosind graficele specifice din lucrarea [4] se calculează inducţia maximă, pierderile specifice, precum şi temperatura optimă de lucru a miezului, cunoscând frecvența – calcul care nu face obiectul acestui articol.

Pentru interpolarea manuală a datelor tabelate, înlocuim schemele logice de interpolare cu exces de limbaj, greu de utilizat, cu un tabel de date intuitiv, prezentat în tabelul 2.18. În tabel s-au făcut următoarele notații:

x – valoarea variabilei, pentru care întocmim interpolarea – spre exemplu masa;
M_Fe= 0,208kg;
x_1apl – limita din stânga a intervalului aplicabil al variabilei – spre exemplu M_Fe1 = 0,154 kg;
x_2apl – limita din dreapta a intervalului aplicabil al variabilei – spre exemplu M_Fe2 = 0,231 kg;
y – valoarea căutată a funcţiei – spre exemplu, energia de magnetizare W₀;
y_1apl – limita din stânga a intervalului aplicabil al funcţiei (mărimea de determinat) – spre exemplu W₀₁ = 0,025 J;
y_2apl – limita din dreapta a intervalului aplicabil al funcţiei (mărimea de determinat) – spre exemplu W₀₂ = 0, 05 J;
δy – variaţia funcţiei, corespunzătoare variaţiei x – x_1apl a variabilei.
În casetele colorate diferit din tabel, se înscriu de fapt rezultatele operaţiilor desemnate de relaţiile din acele casete ale figurii 2.18, cu semnul rezultat din calcul. În principiu, prima etapa a interpolării se reduce la determinarea celei de-a 4-a proporţionale, prin înmulţirea conţinuturilor casetelor bleu şi împărţirea la conţinutul casetei aurii – vezi expresia lui δy înscrisă în tabel. Se va ține cont de toate semnele rezultate din calcul. Etapa a doua, este calculul mărimii căutate pe baza relaţiei din tabel, ţinând cont de asemenea de semne.
Practic se vor aduna conţinuturile casetelor cu fundal verde. Pentru ilustrare, iată mai jos cum arata tabelul de interpolare folosind datele – exemplu

Cei care vor folosi tabelul de mai sus în Excel, au avantajul efectuării calculelor în mod automat, în baza relaţiilor de calcul, care vor fi programate.

3. Sa trecem la practică.

Exemplul 1: Considerăm cazul unei bobine pentru filtrarea tensiunii continue redresate pentru un montaj cu tuburi electronice cu vid. Avem următorul set de valori cunoscute:
• L = 2 H;
• I₀= 0,1A;
Se aplică algoritmul 2.1. Avem:

1. Se determină cu relaţia(2.8) energia de magnetizare a miezului:
W₀=2*0,1²=0,02 J.
2. Se determină din tabelul 2.2, valoarea masei totale a miezului în funcţie de valoarea energiei de magnetizare, determinată la punctul 1. Tabelul de interpolare este:

3. Se alege din tab. 2.7, o tolă de tipul EI10, cu grosimea de 0,35 mm, având l_m= 11,14 cm = 0.1114 m şi o masă de 4,95 g = 0,00495 kg. Numărul de tole este N=0,087/0,00495=18 buc – s-a aproximat la cel mai apropiat ȋntreg. Grosimea pachetului de tole va fi b₀=18*0,35=6,3mm. Dimensiunea b₀, fiind mai mică decât e₀ = 2a₀ = 20 mm, rezultă ca tola este prea mare. Realegem din tab. 2.7, o tolă de tipul EI8, cu grosimea de 0,35 mm, având l_m= 8,81 cm = 0.0881 m şi o masă de 3,08 g= 0,00308 kg. Numărul de tole recalculat este N=0,087/0,00308=28 buc. Grosimea pachetului de tole va fi b₀=28*0,35=9,8 mm. Dimensiunea b₀, fiind mai mică decât e₀ = 2a₀ = 16 mm, rezultă ca tola este în continuare mare. Realegem din tab. 2.7, o tolă de tipul EI6.4, cu grosimea de 0,35 mm, având l_m= 7,13 cm = 0.0713 m şi o masa de 2,128 g = 0,002128 kg. Numărul de tole recalculat este N=0,087/0,002128=41 buc. Grosimea pachetului de tole va fi b₀=41*0,35=14,35mm. Dimensiunea b₀, va fi deci mai mare decât e₀ = 2a₀ = 12,8 mm, dar mai mică decât 2e₀ = 4a₀ = 25,6 mm şi corespunde deci scopului urmărit;
4. Aria secțiunii miezului, va fi deci S=2a₀b₀=12,8*14,35*10-6=0,000184 m²;
5. Se determină din tabelul 2.3, o valoare µ_rech, în funcţie de valoarea energiei de magnetizare, determinată la pasul 1. Aceasta va fi µ_rech = 263.
6. Se calculează numărul de spire cu relaţia (2.7):

7. Se determină valoarea lui H₀ din relaţia (2.6):

8. Se determină din tabelul 2.5, o noua valoare µ_rech, în funcţie de valoarea lui H₀, determinată la punctul 4. Tabelul de interpolare este:

Avem: 263/168,2 = 1,564 > 1,2
Si deci relaţia (2.9) nu este satisfăcută.
Reluam deci algoritmul de la pasul 6 şi avem:
6. Se recalculează numărul de spire cu relaţia (2.7):

7. Se determină valoarea lui H₀ din relaţia (2.6):
H₀=0,1*1915/0,0713=2686 A/m.
8. Se determină din tabelul 2.5, o noua valoare µrech, în funcţie de valoarea lui H0, determinată la punctul 4. Tabelul de interpolare este:

Avem 168,2/146,8 = 1,146 < 1,2 și deci relaţia (2.9) este satisfăcută.
Efectuăm ultimul punct al algoritmului şi anume calculăm valoarea ȋntrefierului. Avem:
9. Se calculează valoarea lungimii (grosimii) ȋntrefierului exprimat în mm:

In concluzie, se poate utiliza ca ȋntrefier, fie o combinație de table de aluminiu, fie o combinație de preșpan, totalizând aproximativ 0,35 mm.

Exemplul 2: Considerăm cazul unui transformator de ieșire pentru un etaj de putere „single end" (SE) cu tuburi electronice cu vid. Calculul parametrilor transformatorului indică următorul set de valori cunoscute:

• L₁= 7,14 H;
• w₁ = 4175 – număr de spire precalculat
• I₀= 0,035A;
• Tole de tipul EI10, cu l_m=11,14 cm =0,1114 (din tab. 2.7);
• S = 2,92 cm²= 0,000292 m²– aria secțiunii miezului magnetic.

Conform algoritmului 2, procedura de calcul este:
1. Se cunoaşte inductanța L₁ a primarului, din calculul de dimensionare al transformatorului. Se calculează energia de magnetizare a miezului cu relaţia (2.8'):
W₀=7,14*0,035²=0,0087 J.
2. Se determina din tabelul 2.3, o valoare µ_rech, în funcţie de valoarea energiei de magnetizare, determinata la punctul 1. Tabelul de interpolare este:

3. Se determină valoarea lui H₀:
H₀=0,035*2761/0,1114=867 A/m.
4. Se determină din tabelul 2.5, o nouă valoare µ_rech, în funcţie de valoarea lui H₀, determinată la pasul 4. Tabelul de interpolare este:

Avem: 284,4/269,1 = 1,057 < 1,2
Si deci relaţia (2.9) este satisfăcută.
5. Avem µ_i = 500. Calculăm cu relaţia (2.10) valoarea în mm a ȋntrefierului:

In concluzie, deși s-a păstrat valoarea inductanței L₁, prin folosirea ȋntrefierului, numărul de spire s-a micșorat ceea ce este avantajos. Ca ȋntrefier se poate utiliza un strat dintr-o tablă de aluminiu cu grosimea de 0,19 mm. Sau se pot utiliza mai multe straturi din folie de aluminiu de uz alimentar. Se poate de asemenea utiliza unul sau mai multe straturi din preșpan totalizând grosimea de 0,19 mm. În toate cazurile pachetul de „I"-uri se va rigidiza prin utilizarea unei rame de fixare din tablă de aluminiu de 1 mm grosime, precum şi prin imersie în lac de bobinaj şi uscarea intr-un cuptor, timp de cateva ore la o temperatura constanta de aproximativ 50 ⁰C.

Exemplul 3: Considerăm cazul unui transformator Flyback pentru o sursă în comutație –exemplu preluat din lucrarea [3]. Calculul parametrilor transformatorului indică următorul set de valori cunoscute:

• L₁= 81,75x10^-6 H;
• Tipul miezului: Ferroxcube E25/10/6, având dimensiunile C₀ = D₀ = 6,35 mm = 6,35x10-3 m şi F₀ = 6,4 mm = 6,4x10-3;
• S = 37 mm² = 37x10-6m² – aria secțiunii miezului magnetic;
• w₁ = 18 spire.

Conform algoritmului 2.3, avem:
1. Se calculează prima valoare a ȋntrefierului din relaţia (2.12) folosind valoarea S a secțiunii miezului în locul valorii S_i

2. Folosind valoarea l_i calculată la punctul 1, se calculează valoarea S_i, folosind relaţia (2.13):

3. Se calculează o noua valoare a ȋntrefierului din relaţia (2.12) introducând în calcul şi valoarea calculată la punctul 2. Se reia ciclul pașilor 2 şi 3 de un număr de 3...5 ori.

Facem a 2-a iterație a secvenței pașilor 2 şi 3. Avem:


Facem a 3-a iterație a secvenței pașilor 2 şi 3. Avem:


Deoarece valoarea lui l_i nu s-a mai modificat esențial, ne oprim cu iterațiile la acestea trei.
4. Din catalogul Ferroxcube, se constată că miezul dorit se produce pentru cazul din figura 2.2b, cu un ȋntrefier de 0,21 mm. Ȋn funcţie de frecvența şi temperatura de regim se va opta ȋntre tipurile de ferită 3C81, 3C90, sau 3F3. Dacă alegem o construcție de tipul celei din figura 2.2d vom utiliza un ȋntrefier având jumatate din valoarea calculată, adică de aproximativ 0,1 mm. Vom utiliza ca ȋntrefier, o bucată de tablă de aluminiu cu grosimea de 0,1 mm, sau o bucată de preșpan de aceeași grosime.

Exemplul 4: Considerăm același transformator de la exemplul 3, dar în locul relaţiei (2.13) vom folosi relaţia (2.13ms).
1. Se calculează prima valoare a ȋntrefierului din relaţia (2.12) folosind valoarea S a secțiunii miezului în locul valorii S_i

2. Folosind valoarea l_i calculată la punctul 1, se calculează valoarea S_i, folosind relaţia (2.13)

3. Se calculează o noua valoare a ȋntrefierului din relaţia (2.12) introducând în calcul şi valoarea calculată la punctul 2. Se reia ciclul pașilor 2 şi 3 de un număr de 3...5 ori.


Deoarece valoarea lui l_i nu s-a mai modificat esențial, ne oprim cu iterațiile la acestea trei.
4. Este valabil punctul 4 de la exemplul precedent.

Exemplul 5: Considerăm aceleasi date de predimensionare ca la transformatorul de la exemplul 3, dar cu folosirea unui miez de tipul EP17, având o secțiune rotundă cu diametrul D = 5,7 mm = 5,7x10-3 m şi o arie S = 33,4 mm2 = 3,34x10-5 m2.
1. Se calculează prima valoare a ȋntrefierului din relaţia (2.12) folosind valoarea S a secțiunii miezului în locul valorii S_i

2. Folosind valoarea licalculată la punctul 1, se calculează valoarea S_i, folosind relaţia (2.13)

3. Se calculează o noua valoare a ȋntrefierului din relaţia (2.12) introducând în calcul și valoarea calculată la punctul 2. Se reia ciclul pașilor 2 şi 3 de un număr de 3...5 ori.


Deoarece valoarea lui l_i nu s-a mai modificat esențial, ne oprim cu iterațiile la acestea trei.
4. Din catalogul Ferroxcube, se constată ca se produc miezuri de acest tip, pentru un ȋntrefier de 0,18 mm. Pentru miezul de la acest exemplu, nu mai poate fi aplicată varianta din figura 2.2d. Ȋn funcţie de frecvența şi temperatura de regim se va opta ȋntre feritele de tipul 3C81, 3C94 sau 3F3.

Exemplul 6: Considerăm cazul unei bobine de filtrare pentru o sursă în comutație, pentru care se doreste utilizarea unui miez toroidal cu ȋntrefier. Parametrii calculului sunt:

• Curentul de magnetizare I₀ = 15 A
• Inductanța necesara filtrului L = 5 µH = 5000nH

1. Se determină cu relaţia (2.8) energia de magnetizare necesara miezului de ferită:
W₀=5*10^-6*15²=0,001125 J = 1125 uJ.
2. Se preliminează utilizând fig. 2.9, tipul de miez TN20/10/6.4 ca fiind cel mai mic utilizabil.
3. Se determină din tabelul 2.11 inductanța specifică A_L, corespunzătoare energiei de magnetizare W₀. Tabelul de interpolare este folosit aici pentru extrapolare:

4. Se calculează numărul de spire cu relaţia:
w=sqrt (5000/75) = 8,2 >> aprox. 8 spire
5. Avem produsul wI₀= 120 amperspire. Din figura 2.13 se vede ca singura varianta viabila ar putea fi TN20/6.4-3C20-A65 şi se verifică din tabelul 2.15 ca A_L= 64,8 nH aprox. 65 nH;
6. Cu o densitate de curent J = 2 A/mm², rezultă un conductor cu diametrul de 3 mm. Lungimea unui strat de 8 spire bobinate cu acest conductor este de 24 mm, mai mic decât lungimea cercului interior toroidului, pe care ar fi dispuse şi care are 31,4 mm. Se alege bobinarea intr-un singur strat uniform distribuit pe circumferinta toroidului.

4. Un alt fel de practică

Chiar şi hobby-ist fiind, este imposibil să nu vrei ca dispozitivele realizate de tine, să nu fie de cea mai buna calitate şi precizie. Hai să facem un exercitiu suplimentar şi să recalculăm inductanța reala L' a bobinei cu miez magnetic cu ȋntrefier calculată la primul exemplu. Introducând suprafața S în cm², lungimea l_m în cm şi ținând cont de transformarile de unitati de măsură, vom avea:

Se observă ca valoarea recalculată diferă cu aproape 15% de cea dorită. Există aplicații în care o asemenea toleranța, nu se poate admite. Ca să obținem o valoare mai precisă a inductanței, membrul doi alinegalității (2.9) trebuie micșorat. Să presupunem că facem acest membru egal cu 1,1. Vom observa că reluând calculul, avem nevoie de o iterație în plus – trei în loc de două – pentru determinarea datelor necesare. Ȋn schimb vom obtine: l_i = 0,362 mm, µ_rech = 141,4 şi w₁ = 2052 spire. Recalculăm din nou valoarea inductanței şi avem:

Această noua valoare, diferă de cea dorită cu aproximativ 3,8%. Incercând în acest fel să vedem pentru ce valoare a membrului doi al inegalității (2.9) obținem aproximativ valoarea dorită de noi, vom vedea ca aceasta este de 1,0002 şi avem nevoie, de nu mai puțindecât 8 iterații precum cele din exemplul 1, pentru definirea parametrilor necesari. Cei care vor avea rabdare să duca corect până la capăt cele 8 iterații, vor vedea ca rezultatulobţinut, rasplatește efortul. Avem: l_i = 0,369 mm; µ_rech= 139,3; w₁= 2106 spire şi deci:

Mergând mai departe cu a 9-a şi eventual a 10-a iterație, vom vedea că deși membrul drept al inegalității (2.9) se apropie din ce în ce mai mult de unitate, totusi mărimile l_i, µ_rech şi w₁ nu mai diferă față de calculul precedent şi deci un efort suplimentar, peste cele 8 iterații, nu mai este justificat. Bun! Dar timpul pierdut cu repetarea de 8 ori a algoritmului de calcul, tinde să dureze cateva ore bune, dacă calculul se face utilizând de exemplu un calculator de buzunar. Ce-i de făcut în acest caz?

Răspunsul la ȋntrebarea de mai sus, este proiectarea asistata de computer. Se pot adopta o multitudine de solutii. în acest articol se va ilustra doar utilizarea la calculul ȋntrefierului şi al mai multor parametri ai transformatorului sau bobinei cu miez, al unui program de Computer Aided Design (CAD) denumit MathCAD. Testele au fost făcute cu varianta MathCAD 14. Este de fapt un amplu program pentru programarea şi executarea automată a relaţiilor matematice. Ȋn figura 4.1, a fost reprezentată foaia de lucru a unui program MathCAD. Din motive de spatiu şi lizibilitate, meniurile şi barele de unelte ale programului nu au fost reprezentate.

Editarea şi programarea relaţiilor în MathCAD, se face simplu, ca şi când s-ar scrie pe un caiet, relaţii matematice. Programul citeste, analizează şi execută aceste relaţii ȋntr-un mod familiar oricui. De la stânga la dreapta şi de sus în jos. Comenzile sunt simple şi pot fi ȋntelese foarte usor de catre cei familiarizati cu matematica. Programul realizat pentru rezolvarea problemelor de tipul celei din exemplul 1, poate realiza în mod integrat toți pașii prezentați în algoritmul 2.1, inclusiv analiza şi alegerea formatului de tolă necesar bobinelor cu miez electromagnetic cu tole EI.

Din fig. 4.1 se vede ca programul este structurat pe trei zone.

In prima zonă se văd niste casete ȋncadrate, pe fundal verde. Ele reprezintă interfața necesară introducerii datelor de intrare. Acestea sunt introduse prin modificarea numărului din membrul drept al relaţiei de corespondentă, afisata de fiecare casetă. Cea de a 2-a zonă, este reprezentată în foia de lucru MathCAD de acea linie orizontala având în stânga un semn specific, şi ȋntreruptă de un text. Aceasta este de fapt o „arie de calcul MathCAD" ȋnchisă, conținând date şi relaţii diverse pentru procesarea acestora. Cu un dublu click pe linie, aria se deschide lăsând să se vadă conținutul ei. Acesta este reprezentat în figura 4.2. Comanda ORIGIN∶=1, care este poziționată în fruntea calculului, în partea din stânga sus, face ca numerotarea liniilor şi coloanelor unei matrice să ȋnceapă cu 1. Programul este setat în mod normal, ca acest index să ȋnceapă cu 0. Tot în fruntea calculului, în partea dreaptă este stabilită valoarea permeabilității vidului. Urmează patru mărimi matriceale introduse tabelar W_FeSi, W_FeNi, H_FeSi şi H_FeNi, restrânse pentru economie de spațtiu, astfel ȋncât rămân vizibile doar elementele primelor două linii șiprimelor două coloane. Acestea nu sunt altceva decât respectiv tabelele 2.3, 2.4, 2.5 şi 2.6, dar în care cele două linii de date numerice, au fost transpuse în două coloane. Sub fiecare dȋntre aceste patru mărimi matriceale, se vad câte trei relaţii, folosite în interpolarea liniara automată a datelor din tabele. Astfel, sub prima relaţie matriceala (W_FeSi) există pe următorul nivel relaţiile: X1:=W_FeSi ⁽¹⁾ și Y1:=W_FeSi ⁽²⁾ .

Prima face din coloana a 1-a a matricei W_FeSi, o matrice coloana (vector) în timp ce a doua face același lucru din cea de a 2-a coloană a aceleiași matrici. Relaţia de pe următorul nivel μ_{_rWsi} (x) := linterp(X₁,Y₁,x) este o funcţie de sistem, care face interpolarea variabilei x ȋntre vectorii X₁ şi Y₁. Toate celelalte matrici tabelare sunt ȋnsoțite de relaţii de calcul similare.

Funcțiile µ_H(x) şi µ_W(x), definite ca în figura 4.2, sunt funcții de decizie, a caror valoare depinde de mărimea de intrare mat (de la „material") definită în cea de a 2-a casetă verde. dacă (if) avem mat:="FeSi", atunci vom avea corespondențele μ_H(x)∶= μ_rHsi(x) şi respectiv μ_W(x)∶= μ_rWsi(x). Ȋn oricare alt caz (otherwise) vom avea corespondențele μ_H(x)∶= μ_rHni(x) şi respectiv μ_W(x)∶=μ_rHni (x).

Matricea tabelară M, este de fapt un tabel, continând cumulat tabelele 2.1 şi 2.2 din text, la care s-au transpus de asemenea liniile în coloane. Ea permite calculul prin interpolare al masei miezului fero-magnetic în funcţie de energia de magnetizare a acestuia. Urmează un text subliniat de culoare albastra şi capul tabelului 2.7 din text, importat în MathCAD doar ca poză. Ele sunt doar elemente ajutatoare (de editare) şi nu participă la calculul propriu-zis. Matricea tabelara EI, reprezintă de fapt tabelul 2.7 din text, la care ȋnsă nu s-au mai transpus liniile în coloane. Această matrice, furnizează o serie de date relaţiei programabile, ȋncadrată pe fundal galben. Ȋn final s-a programat relaţia de decizie pentru valoarea permeabilității initiale µ_i, care are valoarea 500 dacă (if) mat:="FeSi" şi valoarea 900 în oricare (otherwise) alt caz.

Cea de a 3-a zonă, este reprezentată în foia de lucru MathCAD de relaţia programabilă ȋncadrată pe fundal galben. Această zonă, este totodată şi cea de afișare a rezultatelor. Acestea sunt afișate matriceal.

Ȋn partea din stânga sus a relaţiei programabile de calcul figurează în stânga semnului „:=" matricea de simboluri atribuite diferitelor mărimi. Ȋn afara celor explicitate în text, mai avem în plus două mărimi:

• Tola – marime de tip „string" (diferită de mărimea de intrare tola) care furnizeaza calculului, codul standardizat al tolei, în timp ce mărimea tola∶= "EI" – tot de tip string – este necesară doar pentru cazul când programul ar fi fost destinat şi tolelor de tip „coloane";
• cont – marime numerică, care ne indică de câte ori este parcursă partea ciclica a algoritmului 2.1.

Ȋn interiorul relaţiei programabile, mai sunt folosite şi alte simboluri şi funcții, definite local, doar în scopul parcurgerii unor pași de calcul intermediari. Acestea nu vor mai fi specificate. Ȋn partea din dreapta sus a relaţiei programabile, după semnul „=" se pot remarca rezultatele numerice propriu-zise, scrise ȋntr-o matrice tabelară. Ele corespund în ordine, mărimilor simbolizate în matricea din stânga.

Este doar unul dintre modurile de afișare a rezultatelor calculului. Un alt mod, este prezentat în figura 4.3. Aici relaţia programabilă ȋncadrată pe fond galben, a fost trecută în aria de calcul descrisă mai sus şi a dispărut în mod evident din vederea utilizatorului în momentul în care aria a fost ȋnchisă. în locul ei apare matricea rezultatelor, ȋncadrată pe fond bleu.

Atât în prima variantă prezentata în fig. 4.1, cât şi în cea din fig. 4.3, apare expresia programabilă a calculului care ne dă valoarea reala, L' a inductanței bobinei cu miez fero-magnetic.

Ȋn fig. 4.1 (undeva pe la mijlocul relaţiei programabile de calcul) se poate vedea relaţia (2.9) scrisă sub forma:

Unde µ şi µ', sunt simbolurile definite local pentru mărimile ce apar în relaţia (2.9). Pentru eficientizarea calculului, precum şi pentru economie (vizibilă) de spațiu în planul foii de lucru MathCAD, valoarea numerică din membrul drept a relaţiei (2.9) a fost simbolizată prin r_2.9 şi introdusă în prima zonă a calculului ca marime de intrare (aparenta) şi în fig 4.3. Ȋn acest fel s-a putut obtine figura ilustrativa 4.4 de mai jos, în care se vede ca pentru o valoare r_2.9∶= 1.0002 s-a obţinut după un număr cont = 8 iterații, o valoare foarte apropiată de 2H. Micile diferențe de valori numerice ȋntre cele din figurile ilustrative şi cele din exemplul 1, se datorează faptului că aici s-a folosit un calculator de buzunar şi s-au făcut aproximari succesive, în timp ce programul în MathCAD a folosit precizia maximă, la care a fost setat.

Chiar dacă cei mai multi nu ȋnteleg că acest mod de abordare al problemei constituie „un altfel de practică", poate se vor mai gândi la această definiție, atunci când vor pune în balanță cele cateva ore necesare procesării celor 8 iterații ale calculului, în modul aratat în exemplul 1 şi cele doar cateva fracțiuni de minut, necesare setarii datelor de intrare şi afișării rezultatelor calculului în MathCAD. Se poate adăuga, că programul a fost prevăzut şi cu posibilitatea introducerii în calcul a unei alte grosimi δ, a tolelor utilizate. Interpolarea masei tolei având această grosime, se realizează automat. Programul nu a fost prevazut şi pentru tole de tip „coloane", ȋnsa se poate realiza acest lucru, cu unele modificari.
Ȋn figura 4.4 este reprezentat un printscreen cu rezultatele de acuratețe şi precizie maximă, obţinut în 8 iterații ale algoritmului 1. Ȋn figura 4.5 este reprezentată relaţia programatică de calcul pentru exemplul 2. Iar în figura 4.6, rezultatele pentru o valoare numerică de referință r_2.9 ∶= 1,0002 şi cele 5 iterații necesare ale algoritmului 2.2.

Ca diferențe, se remarcă faptul că la interfața de introducere a datelor, în caseta tola∶= "EI10" se introduce direct simbolul standardizat al tolelor utilizate. Ȋn plus apare o caseta S∶= 2.92 în care se introduce aria secțiunii miezului. Aceste diferențe provin de la faptul ca la un transformator, s-a făcut inițial o predimensionare, iar tipul tolei şi aria secțiunii miezului, sunt deja stabilite. Aria de calcul pentru „interpolări şi procesări auxiliare" este identica celei din fig. 4.2 pentru exemplul 1.

Acest program de calcul, este bine a se combina cu cel de predimensionare al transformatorului, astfel ȋncât să se poata realiza în mod integrat şi un calcul pentru verificărea ȋncadrării în fereastră a ȋnfăsurării primare şi a ȋnfăsurărilor secundare. Acest program nu face insa, obiectul prezentului articol.

In figura 4.7, s-a reprezentat programul ȋntocmit pentru exemplul 3. Se remarcă faptul că relaţia programabilă este mult mai simplă şi s-a făcut de fapt în jurul relaţiei (2.13). Atâta timp cât această relaţie este una empirică universal recomandată, nu se pot face aprecieri asupra acurateții şi preciziei calculului, decât eventual între rezultatele reieșite din calcul şi cele măsurate cu aparatură specializată. Ȋn figura 4.7, se vede la partea superioară şi o parte din interfața cu meniuri şi barele de unelte ale programului MathCAD 14. Aria de calcul auxiliar, a fost reprezentată deschisă şi ea nu conține calcule de interpolare, ci doar reconvertirile unitaților de măsură liniare, în care au fost introduse mărimile de intrare în metri sau metri pătrați după caz.

În fig. 4.8, s-a reprezentat programul ȋntocmit pentru exemplul 4, iar în fig. 4.9, pentru exemplul 5, care sunt foarte asemănătoare ca implementare în MathCAD, cu cel din fig. 4.7. În figura 4.10, este ilustrat modul de programare a celulelor tabelului pentru interpolarea datelor în EXCEL, pentru cei care din motive diverse, nu vor folosi calculul în MatCAD.

Utilizarea acestui tabel, reduce (nu foarte mult) timpul de calcul pentru o iterație. Trebuie să ținem cont de avertismentul, că doar programarea în MathCAD va duce la ușurarea evidentă a calculelor. Orice altă metoda s-ar alege, este ȋnsoțită ȋntr-o proporție mai mică sau mai mare de riscul de a obține rezultate eronate şi de a pierde un timp important prin calculul iterațiilor multiple. Ȋn tab. 4.10, fiecare din cele șase poziții reprezentate grupat, indică relaţia de calcul programată pentru celula evidentiată. Am presupus că utilizatorul, are un exercițiu minimal în ceea ce privește calculul în EXCEL.

Articol realizat de ing. Nicolae Olaru

Bibliografie:

1. V. Bruskin – Nomograme Pentru Radioamatori, Oradea, editura Crișana 1973.
2. Lloyd H. Dixon – Transformer and Inductor Design for Optimum Circuit Performance, Texas Instruments Incorporated.
3. Michele Sclocchi (Application Engineer)– SWITCHING POWER SUPPLY DESIGN: CONTINUOUS MODE FLYBACK CONVERTER,National Semiconductor.
4. FERROXCUBE – Gapped ferrite toroids for power inductors.
]]> Fri, 13 Jan 2012 09:13:43 +0000 9fc3d7152ba9336a670e36d0ed79bc43 http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/surse-de-alimentare/proiectarea-stabilizatorului-de-tensiune-contin-r12

Calculul circuitului constă în determinarea rezistenţei de limitare RL. Această rezistenţă trebuie să permită menţinerea punctului de funcţionare a diodei în regiunea de stabilizare în condiţiile variaţiei tensiunii de alimentare a circuitului şi a curentului prin sarcina RS. Întotdeauna sursa de tensiune U1 se poate reprezenta şi cunoaşte prin tensiunea ei în gol E0 şi rezistenţa ei internă Ri, ceea ce uşurează calculul acestui circuit:

În practică apar de regulă două cazuri legate de datele iniţiale ale calculului. Cel mai frecvent caz este acela în care circuitul se alimentează de la o sursă existentă dată. Al doilea caz este acela în care sursa de alimentare se poate adopta.

Un eventual condensator C la ieşirea circuitului stabilizator ar putea creşte efectul de divizare (pe RL şi rz) a pulsaţiilor de tensiunii de alimentare (dacă acestea există) prin şuntarea lui rz cu reactanţa redusă a condensatorului. De asemenea se pot reduce variaţiile tensiunii de ieşire din cauza unor componente variabile ale curentului de sarcină, prin micşorarea rezistenţei de ieşire a stabilizatorului pentru frecvenţe mari.

Totodată, există posibilitatea utilizării în serie a două sau mai multe diode Zener cu rezistenţa dinamică şi coeficienţi de temperatură reduşi pentru a realiza o diodă Zener echivalentă de tensiune mai mare. Diodele Zener cu coeficient de temperatură minim sunt cele cu UZ aproximativ 5,6V, iar cu rezistenţă dinamică minimă sunt cele cu UZ ≈ 6,8...8,2V. Pentru mărirea puterii disipate de o dioda Zener, în cazul în care nu dispunem de o dioda Zener corespunzătoare, putem apela la configuraţii Zener plus tranzistor bipolar, aşa cum voi arată pe parcursul acestui articol.

1. Proiectarea stabilizatorului în cazul unei surse impuse

Date iniţiale:

• valoarea mijlocie a tensiunii pe sarcină Us şi precizarea dacă aceasta poate avea dispersia tipică dată în catalog pentru dioda Zener corespunzătoare;
• imitele de variaţie a curentului sarcinii cînd aceasta este alimentată la tensiunea Us: Is_min, Is_max şi precizarea dacă acestea depind de tensiunea pe sarcină;
• limitele de variaţie ale tensiuni de alimentare în gol: E0min, E0max;
• rezistenţa internă a sursei de alimentare: Ri;
• variaţia totală admisă a tensiunii pe sarcină din cauza variaţiei tensiunii de alimentare E0 şi a curentului de sarcină IS: ∆Usmax.

Valoarea mijlocie a tensiunii pe sarcină trebuie în mod normal adoptată în apropierea valorilor nominale pe care le au tensiunile pe diodele Zener fabricate. Aceste tensiuni nu pot fi din păcate folosite decât ca valori de plecare în calcule, deoarece ele sunt definite în catalog la anumiţi curenţi, ori curenţii reali prin diode în circuitele stabilizatoare se cunosc abia după terminarea proiectării. Această situaţi apare în special atunci când nu este posibilă sortarea diodelor stabilizatoare (la un produs de serie sau în lipsa unui aparat de măsura).

Dacă în timpul utilizării stabilizatorului este posibil ca acesta să rămână fără sarcină (în gol) trebuie impus Ismin=0. În caz contrar este posibil ca stabilizatorul să rămână în gol accidental şi să se distruga dioda Zener. Pentru a preveni folosirea stabilizatorului în gol, în cazul în care aceasta se realizarea pe un circuit imprimat separat de circuitul sarcini, se va integra în schema stabilizatorului (pe circuitul său imprimat) o rezistenţă corespunzător dimensionată în paralel cu dioda Zener (pentru a asigura Ismin).

Dacă alimentarea circuitului se face de la un redresor, atunci peste tensiunea E0min (unde Smin este coeficientul de stabilizare). se suprapun pulsaţii. Acestea nu afectează practic funcţionarea diodei deoarece acestea sunt reduse de cca. S_min (unde S_min este coeficientul de stabilzare. Variaţia totală a tensiunii pe sarcină ∆Usmax este variaţia care apare după realizarea circuitului (pentru o diodă şi o rezistenţă dată nu mai intervin dispersia şi toleranţa).

2. Proiectarea stabilizatorului

Pentru calculul rezistenţei de limitare RL şi verificarea calităţii stabilizatorului trebuiesc parcurse următoarele etape:
a). Se adoptă o diodă Zener cu tensiunea nominală Uz apropiată de tensiunea Us dată şi cu curenţii limită ce îndeplinesc condiţia aproximativă:



În cataloage lipsesc uneori limitele curentului prin dioda Zener. Curentul maxim se poate determina cu aproximaţie cu relaţia:



unde PdMAX [W] reprezintă puterea disipată maximă a diodei, dată în catalog numai pentru o temperatură obişnuită a mediului -20...300C iar Uzmax este valoarea maximă posibilă a tensiunii pe diodă datorată dispersiei de fabricaţie. Curentul minim se va stabili pe baza tabelului din din catalog, în funcţie de pretenţiile de stabilizare (la curenţii mici rezistenţa dinamică a diodelor Zener este mai mare şi stabilizarea mai redusă).

Pentru o stabilizare mai bună este indicat să se adopte un curent IzMIN egal cu curentul de de la care rezistenţa dinamică este aproximativ constantă şi redusă. Acest curent este în general:

Prin sortare se pot găsi deseori exemplare de diode Zener cu IzMIN sensibil mai mic decât valoarea de mai sus.

Se citesc din catalog limitele tensiunii Uz datorate dispersiei de fabricaţie: Uzm (minimă) şi UzM (maximă). Dacă dispersia tensiunii Uz dată în catalog nu este admisă într-o aplicaţie concretă, este necesar să se selecteze, pentru realizarea practică sau chiar înaintea efectuării calculelor, diodele care prezintă la mijlocul domeniului de curent IzMAX – IzMIN tensiune Uz cât mai apropiată de tensiunea Uz impusă.

b). Întrucât, pentru simplificarea calculelor, în continuoare caracteristica tensiune-curent a diodei Zener se va considera liniară (cu rezistenţă dinamică constantă), este necesar să se precizeze coordonatele unui punct al ei („punct necunoscut"): Iz şi Uz precum şi valoarea rezistenţei dinamice rz. Punctul cunoscut se poate prelua din catalog, caz în care Uz are limitele Uzmin şi Uzmax, datorate dispersiei de fabricaţie. Pentru o producţie de serie a circuitului este practic unica soluţie, în schimb, pentru realizarea unor unicate, se pot selecta şi măsura diodele Zener.

c). Dacă s-a precizat în datele de proiectare că Ismin şi Ismax depind şi de tensiunea de alimentare (sarcina se comportă ca o rezistenţa aproximativ liniară), se determină limitele rezistenţei echivalente de sarcină:

Deoarece limitele curenţilor au fost date pentru alimentarea sarcinii la tensiunea Us.

d). Se determină valorile limită ale rezistenţei RL cu relaţiile:

Dacă diodele Zener sunt selectate şi tensiunea Uz din punctul cunoscut nu prezintă dispersie, atunci în relaţiile de mai sus se consideră:

Dacă în datele de proiectare s-a făcut precizarea că Ismin şi Ismax nu depind de tensiunea de alimentare Us, atunci relaţiile de calcul (6) şi (7) devin:


Pentru ca problema să aibă soluţie trebuie ca în ambele cazuri să rezulte:

Daca această condiţie nu este îndeplinită rezultă că dioda Zener adoptată nu are curentul maxim suficient de mare pentru aplicaţia rezolvată şi trebuie adoptată o diodă cu aceeaşi tensiune U_z, dar cu valoarea curentului I_zMAX mai mare (cu putere disipată P_dMAX imediată superioară).

e). Dacă este îndeplinită condiţia (11) şi cele două rezistenţe rezultă aproximativ egale, atunci se va adopta R_L cu toleranţa „t" foarte redusă (1%), de valoarea normalizată cea mai apropiată, în cazul producţiei de serie a circuitului sau se va selecta chiar rezistenţa de valoarea rezultată în calcule, în cazul realizării unor unicate.

Dacă cele două limite rezultă distanţate sensibil între ele, se recomandă adoptarea rezistenţei RL normalizate cât mai apropiată de RLMAX (fără a depăşi pe această prin toleranţa pozitivă), când performanţa principală a stabilizatorului – coeficientul de stabilizare – este optim, iar curentul prin dioda Zener este cuprins într-un domeniu apropiat de IzMIN (putere disipată mai mică pe diodă).

f). Se calculează performanţele stabilizatorului:
- coeficientul de stabilizare:

cu:

- rezistenţa de ieşire:

g). Se determină variaţia totală maximă de tensiune produsă de variaţa tensiunii de alimentare şi a curentului de sarcină:

care trebuie să fie mai mică decât aceea impusă în datele iniţiale ale proiectului. În caz contrar se va impune fie selectarea diodelor Zener cu rezistenţă dinamică rz mai mică, fie adoptarea unei diode Zener cu putere disipată mai mare – care prezintă rezistenţă dinamică mai mică – dar care consumă un curent mai mare de la sursa de alimentare (nu este o soluţie economică). h). În scopul stabilizării tensiunii mijlocii pe sarcină se determină una din limitele curentului prin dioda Zener, de exemplu Izmin, în lipsa dispersiei tensiunii Uz:

unde:

cu „t" = toleranţa rezistenţei de limitare adoptată, în procente şi:

i). Se determină tensiunea pe diodă fără dispersie la curentul Izmin:
Se calculează tensiunea mijlocie pe sarcină fără a lua în calcul dispersia:

Aceasta fiind şi tensiunea mijlocie pe sarcină, se va compara cu valoarea Us dată iniţial luându-se o decizie asupra acceptării ei. O oarecare creştere a tensiunii Uzmed se mai poate obţine numai dacă a rezultat RLMAX sensibil mai mare decât RLMIN şi s-a adoptat RL apropiat de RLMAX. În acest caz se revine şi se adoptă RL mai apropiat de RLMIN.
k). Se determină extremele tensiunii Us cu considerarea dispersiei şi a variaţiei. Dispersia posibilă a tensiunii Uzmed este aceeaşi cu dispersia tensiunii Uz dată în catalog (dacă dioda nu se selectează). Deci, tensiunea la ieşirea stabilizatorului poate fi cuprinsă între valorile:

care include atât efectul dispersiei cât şi variaţia datorată modificării tensiunii E0 şi curentului de sarcină Is. Este posibil, de asemenea, să se includă simplu în extremele tensiunii Us şi efectul variaţiei temperaturii mediului faţă de temperatura normală asupra tensiunii U_zmed.

l). Se verifică dacă stabilizatorul poate funcţiona în gol în cazul unei date iniţiale I_smin diferit de 0. Pentru aceasta trebuie îndeplinită condiţia:
cu:

m). Se stabileşte puterea nominală a rezistenţei R_L:

3. Proiectarea stabilizatorului în cazul în care sursa se poate adopta
Este posibil să se stabilească un program de calcule prin care să se adopte dioda stabilizatoare şi să se obţină tensiunea E₀ şi rezistenţa R_L, plecând de la variaţia totală maximă admisă de tensiune pe sarcină (exclusiv dispersia). Întru-cât acest calcul ar ocupa un spaţiu însemnat, el nu va mai fi prezentat.

O soluţie care utilizează calculele din cazul anterior constă în adoptarea unei diode cu tensiune potrivită, cu un domeniu de curent:

şi determinarea unei tensiuni E₀ care are limitele ce îndeplinesc condiţia dată de formula (1). Rezistenţa internă Ri a sursei se poate adopta din condiţia ca pe această să aibă loc o cădere relativă de tensiune λ=0,1... 0,2 (ca la redresoare):

În continuoare calculele se pot desfăşura ca şi în cazul anterior, reluându-se cu o creştere a tensiunii E0 dacă nu se realizează variaţia totală de tensiune impusă sau cu o eventuală reducere a acesteia dacă se obţine o variaţie totală mult mai mare decât cea impusă. În cazul în care stabilizatorul va fi alimentat de la un redresor, pentru calculul acestuia sunt necesare tensiunea Ur0 şi curentul Ir0. Se folosesc în acest scop relaţiile:

unde λ se determină din relaţia (26) utilizând la numitor curentul Izmax+Ismin când stabilizatorul nu va funcţiona în mod normal în gol sau Izmax0 în caz contrar. Curentul Izmax se poate calcula cu ajutorul relaţiilor de forma (16), (17), (18), modificate corespunzător.
Mărirea curentului de sarcină

Din cele spuse mai sus rezultă că dioda Zener consumă şi ea energie electrică de la sursă, consum care depinde de curentul prin dioda Iz şi de tensiunea stabilizată. De aceea se fabrică o gamă destul de variată de diode Zener care nu diferă numai prin tensiunea de stabilizare (Uz), ci şi prin curentul maxim pe care îl suportă, respectiv puterea maximă dispată care este produsul între curentul maxim suportat de dioda IzMAX şi tensiunea Zener maximă UzM.

Diodele Zener cel mai frecvent întâlnite suportă puterii de ordinul 1W, ceea ce pentru o diodă obişnuită de 10V (exemplu: PL10Z, 1N4740 etc) înseamnă un curent maxim prin diodă de numai 100mA, valoare care în unele situaţii nu este sadisfăcătoare. Se fabrică şi diode Zener de zeci de waţi dar acestea sunt din păcate destul de scumpe.

Dacă totuşi dorim să realizăm un stabilizator ca cel din fig.1 pentru curenţi mai mari, ce-i de făcut ?

O posibilitate ar fi conectarea în paralel a mai multor diode Zener de acelaşi tip. Această însă nu este o soluţie recomandabilă, deoarece, pe lângă aspectul economic, dispersia inerentă a parametrilor diodelor ar afecta nefavorabil stabilizarea şi curenţii prin acele diode s-ar repartiza inegal. Există totuşi o soluţie simplă, mai bună şi foarte ieftină. Astfel, realizând un montaj ca acela din figura 2a, rezultă o diodă Zener a cărei disipaţie maximă se multiplică aproximativ cu factorul de amplificare în curent β.

Spre exemplu, un tranzistor de tipul 2N3055 care are β ≈ 30, folosind o diodă Zener cu Pd=1W, se poate obţine o diodă echivalentă care va putea disipa o putere de aproximativ 20W. Stabilizarea va fi cu atât mai bună cu cât β va fi mai mare. Există deci tentaţia de a alege tranzistoare cu β cât mai mare, dar alegerea tranzistorului nu se face în primul rând după valoarea factorului de amplificare în curent, ci după curentul şi puterea maximă disipată de acesta. Dacă în exemplu de mai sus s-ar folosi un tranzistor BC109, care poate avea β ≥ 500, ar rezulta teoretic o diodă de peste 500W, numai că acest tranzistor nu poate suporta un curent de bază de 100mA şi nici o putere disipată de 500W.

În figura 2 sunt prezentate trei variante pentru scopul propus. Referitor la figura 2a, trebuie menţionat faptul că dacă în funcţionare curentul de sarcină scade sub valoarea curentului minim de deschidere al diodei (IzMIN), pentru menţinerea performanţelor de stabilizare este indicată montarea unui rezistor între bază şi emitorul tranzistorului ca în figura 2b, a cărui valoare se determină cu relaţia:

Nu trebuie pierdut din vedere necesitatea montării tranzistorului pe un radiator corespunzător, dacă este cazul. Dioda Zener echivalentă, obţinută după schema din figura 2a, este frecvent utilizată în montaje de protecţie a sarcinii la supratensiune, prin limitare, sau ca siguranţă, dacă rezistorul de balast (RL) este înlocuit cu o siguranţă. Folosirea combinaţiei diodă-tranzistor, mai sus prezentată, mai are un avantaj. Diodele Zener au un coeficient de temperatură pozitiv iar joncţiunea bază-emitor a tranzistoarelor npn cu siliciu are un coeficient de temperatură negativ. O judicioasă alegere a acestor componente, şi mai ales alegerea optimă a curentului prin tranzistor (deoarece valoarea coeficientului de temperatură depinde de acest curent), permite realizarea unei diode echivalente aproape perfect compensată termic. Metoda se foloseşte la realizarea diodelor de referinţă, care sunt elemente de circuit ce nu excelează prin disipaţie, dar care au o stabilitate remarcabilă.

Mărirea factorului de stabilizare la stabilizatoarele cu diode Zener

Simplitatea stabilizatoarelor cu diode Zener „se plăteşte" prin performanţe mai modeste decât în cazul stabilizatoarelor integrate sau al schemelor cu amplificator de eroare. O ameliorare considerabilă a performanţelor se poate obţine totuşi foarte simplu, folosind două (sau mai multe) circuite (vezi fig.1) în cascadă.

Astfel, dacă variaţia tensiunii de ieşire, raportată la variaţia tensiunii de intrare pentru primul etaj se poate scrie:

atunci pentru cele două etaje vom avea:

unde Rd1 şi Rd2 sunt rezistenţele dinamice ale diodelor, care de regula sunt mult mai mici decât RL1 şi RL2. Deci, valoarea raportului va fi considerabil mai mică. Desigur, tensiunea Zener a primei diode va trebui să fie mai mare decât a celei de a doua şi cu cât această diferenţă va fi mai mare, cu atât mai mult RL2 va trebui să fie mai mare, deci stabilizarea va fi mai bună.

Dezavantajul soluţiei constă în necesitatea de a avea o sursă primară de tensiune mai mare şi în micşorarea randamentului, deoarece pe rezistenţa RL2 se va produce o disipaţie suplimentară.

Exemplu de proiectare

Să se dimensioneze un stabilizator de tensiune cu diodă Zener care furnizează o tensiune Us=6V, cu dispersia conform catalogului, pentru o sarcină ce se poate considera rezistivă având: Ismin=10mA, Ismax=80mA. Tensiunea de alimentare se obţine de la un redresor ce prezintă o caracteristică de ieşire (externă) nominală ca în fig.3 (Ri = Rir = ∆ur/∆ir = 3V/0,15A = 20 Ω).

Tensiunea reţelei, deci şi tensiunea E0, prezintă variaţii de +/-7%. Variaţia totală a tensiunii pe sarcină (exclusiv dispersia) este ∆Usmax=0,3V. Circuitul este destinat unui aparat produs în serie mare, care va lucra la temperatura obişnuită a mediului. Se adoptă provizoriu o diodă stabilizatoare de tipul 1N4735 având IzMAX=146mA, Uzm=5,58V şi UzM=6,82V.

Se calculează:

Se determină limitele tensiunii în gol a sursei:

Se verifică îndeplinirea condiţiei redată de formula (2):

Deci dioda corespunde în principiu aplicaţiei date. Se extrag din datasheet următoarele date pentru dioda 1N4735: Uz=6,2V la curentul Iz= 41mA, rz = 2 Ω şi PdMAX=1W.

Limitele rezistenţei de sarcină sunt:

Se determină limitele admise pentru rezistenţa R_L:

Deoarece RLMAX > RLMIN, problema are soluţie.
Se determină apoi toleranţa maximă admisă a rezistenţei RL:


Se pot adopta rezistenţele normalizate: RL=133 Ω, toleranţă ±1% sau RL=137 Ω, toleranţă ±1%. Pentru a avea o stabilizare mai bună voi adopta valoarea superioară şi anume 137 Ω. Valoarea minimă a rezistenţei de limitare RL va fi:

Performanţele stabilizatorului sunt:

ceea ce reprezintă o valoare foarte bună pentru un stabilizator cu diodă Zener şi Rieş≈ rz = 2 Ω. Se determină variaţia totală maximă a tensiunii pe sarcină (exclusiv dispersia):

Se calculează rezistenţele:

Curentul minim prin diodă în lipsa dispersiei este:

Tensiunea pe diodă la acest curent, fără dispersie, va fi:

Tensiunea mijlocie pe sarcină, fără dispersie:

care este apropiată de valoarea Us=6V impusă în enunţ şi se poate accepta.
Extremele tensiunii stabilizatorului pe sarcină sunt:

Se verifică dacă dioda stabilizatoare suportă curentul ce apare când stabilizatorul funcţionează în gol:

Se stabileşte puterea nominală a rezistenţei RL:

Se va adopta o rezistenţă de putere nominală egală cu cel puţin 3W. Valoarea capacităţii condensatorului C se calculează cu formula:

Vom alege un condensator normalizat de 680uF cu tensiunea nominală caracteristică mai mare decât Usmax=6,958V, spre exemplu: 10V. Atunci când nu avem rezistenţe de 137 Ohmi se poate apela la conectarea in paralel a mai multor rezistente, echivalente cu valoarea adoptată (137 Ohmi), de rezistenţă ohmică mai mare şi de putere disipată per bucată mai mică dar cu suma puterilor disipate de fiecare rezistenţă normalizată egala cu min. 3W.

Bibliografie:

Dumitrescu M. – „Stabilizatoare de tensiune şi curent", Editura Tehnică, Bucureşti,1965;
Cătuneanu, V. M. – „Tehnologie electronică", Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti,1981;
V. Vulpe şi alţii – „Dioda Zener", Editura Tehnică, Bucureşti,1975.]]> Tue, 10 Jan 2012 17:36:57 +0000 7f6ffaa6bb0b408017b62254211691b5 http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/notiuni-teoretice-din-electronica/Transformatorul_electric_de_mica_putere_aspecte_practice_si_teoretice 1. GENERALITĂŢI

Transformatorul electric este un ansamblu de două sau mai multe bobine cuplate inductiv foarte strâns (coeficient de cuplaj k ≈1), între care se poate realiza, în curent alternativ, un transfer de putere cu randament apropiat de unitate. Bobina la bornele căreia se aplică sursa de alimentare se numeşte înfăşurare primară, iar celelalte la care se conectează diferiţi consumatori se numesc înfăşurări secundare. Pentru obţinerea cuplajului magnetic foarte strâns înfăşurările transformatorului sânt bobinate, de obicei, pe un miez magnetic, care are rolul de a concentra liniile de câmp datorită unei mari permeabilităţi magnetice.

Miezul magnetic poate fi deschis, când circuitul magnetic se închide prin aer, figura 1a sau închis, când circuitul magnetic se închide aproape în totalitate.

Campul magnetic al bobinei se dispersează în întreg spaţiul înconjurător, iar în al doilea caz el este concentrat, aproape în totalitate, în interiorul miezului magnetic. Această proprietate a materialelor magnetice este cu atât mai pronunţată cu cât permeabilitatea magnetică relativă μr este mai mare.

Notă: μr=μ/μ0, unde μ este permeabilitatea absolută a materialului respectiv iar μ0 = 4π*10-7 H/m este permeabilitatea absolută a vidului sau, cu o aproximaţie foarte bună, a aerului.

Cuplajul magnetic strâns, în cazul a două sau mai multe bobine, se poate obţine constructiv, fie prin bobinarea înfăşurărilor pe un acelaşi miez mag¬netic închis (fig. 1b, 1c), fie prin bobinarea simultană a lor, într-un singur strat, pe o aceeaşi carcasă, cu sau fără miez magnetic, astfel încât bobinele să se suprapună aproape perfect (fig.2).

Prima modalitate este aplicabilă pentru realizarea transformatoarelor destinate oricărui domeniu de frecvenţă deşi la frecvenţe mari apar unele limitări datorită scăderii permeabilităţii magnetice μr, precum şi creşterii pierderilor de putere în miezul magnetic.

A doua modalitate este aplicabilă, practic, numai la frecvenţe foarte mari (peste 1 MHz) unde, datorită numărului mic de spire necesar, bobina primară şi bobinele secundare pot fi bobinate simultan pe un singur strat, fără a obţine un gabarit exagerat de mare. De obicei acest tip de transfor¬matoare, pentru frecvenţe foarte înalte, au un singur secundar şi în acest caz se numesc transformatoare bifilare (fig. 2). Ele pot fi cilindrice sau toroidale.

Transformatorul bifilar cilindric (fig. 2a şi 2b) are avantajul că se bobinează simplu, dar are dezavantajul că fluxul său magnetic se dispersează în tot spaţiul ânconjurător şi poate provoca perturbaţii mari în circuitele vecine. Pentru a evita această situaţie se recurge la ecranarea magnetică a transformatorului, ecranare care la frecvenţe mari se realizează uşor prin închiderea transformatorului într-o carcasă din tablă de cupru, aluminiu sau fier.

Transformatorul bifilar toroidal (fig. 2c) are dezavantajul că se bobinează mai greu, dar are avantajul esenţial că nu produce flux magnetic în exteriorul său. Cu toate acestea şi el se ecranează magnetic pentru a fi ferit de influenţa unor câmpuri magnetice străine.

Se consideră bobina cu miez magnetic închis din figura 1b sau 1c. Fluxul magnetic ф creat de această bobină poate fi descompus în două componente: o componentă фm care se închide prin miez şi o componentă фS care se închide prin aer şi pe care o vom denumi flux de scăpări sau de dispersie.

Fluxul de scăpări este cu atât mai redus cu cât permeabilitatea magnetică relativă a miezului, μr, este mai mare. Pentru μr → ∞ fluxul фs va tinde la zero. Raportul dintre фS şi ф se numeşte coeficient de scăpări al bobinei L faţă de miez şi se notează cu σm:

În mod uzual bobinele cu miez magnetic închis au un coeficient de scăpări faţă de miez de cca. 1—5%.

Coeficientul de scăpări este o constantă adimensională ce depinde numai de geometria bobinei şi de geometria şi permeabilitatea magnetică a miezului. Astfel miezul din figura 1c, unde bobina se realizează pe coloana centrală, determină un coeficient de scăpări mai mic decât miezul din figura 1b datorită existenţei celor două coloane laterale, care constituie o cale de sunt pentru câmpul magnetic. Acest tip de miez (fig. 1c) se numeşte miez în manta.

Vom considera în continuare, două bobine plasate arbitrar în spaţiu (fig. 3a). Fluxul magnetic ф creat de fiecare bobină poate fi des¬compus în două componente: o componentă utilă фu care străbate cealaltă bobină şi o componentă pe care o vom denumi de dispersie sau de scăpări, фS, care nu străbate cealaltă bobină. Notând cu ф1 şi ф2 fluxurile proprii create de cele două bobine se poate scrie:

unde:

• фu1 este acea parte din fluxul ф1 care străbate bobina 2;
• фu2 este acea parte din fluxul ф2, care străbate bobina 1;
• фs1 este fluxul de dispersie al bobinei 1 faţă de 2 ;
• фs2 este fluxul de dispersie al bobinei 2 faţă de 1.

Se definesc coeficienţii de scăpări sau de dispersie ai unei bobine faţă de cealaltă bobină, astfel:

de unde rezultă:

Având în vedere definiţia coeficientului de cuplaj:

unde Mmax este valoarea maxim posibilă a inductivităţii mutuale. Sensul fizic al coeficientului de cuplaj este acela că acesta include în structura sa atât cuplajul dinspre primar spre secundar (k12) cât şi cel invers, dinspre secundar spre primar (k21).

Rezultă:

relaţie care arată că un cuplaj puternic se poate obţine numai dacă se reduc coeficienţii de dispersie.

Dacă bobinele sunt realizate pe acelaşi miez magnetic închis (fig. 3b, 3c) se poate scrie:

unde σ1m şi σ2m sunt coeficienţii de dispersie faţă de miez ai celor două bobine.

Pentru simplificare se notează:

Expresia coeficientului de cuplaj magnetic dintre cele două bobine devine în acest caz:

unde:

se numeşte coeficient total de scăpări al transformatorului.
Din (10), rezultă: şi deoarece:

atunci se mai poate scrie:

În general, datorită simetriei geometrice a transformatorului, bobinele (fig. 3b şi 3c) au coeficienţi de dispersie egali, ceea ce permite scrierea, pe baza relaţiei (10), a relaţiilor exacte:


2. ELEMENTE CE DETERMINĂ GABARITUL TRANSFORMATOARELOR.

Pentru a obţine transformatoare cu un gabarit redus trebuie folosite miezuri realizate din materiale magnetice cu inducţie de saturaţie (Bsat) cât mai mare. Într-adevăr, în cazul funcţionării unui transformator în regim sinusoidal cu:

tensiunea indusă într-o înfăşurare de N spire este:

iar amplitudinea ei maximă posibilă va fi:


de unde se deduce produsul dintre numărul de spire şi secţiunea transformatorului:

{$pages}Acest produs arată că, pentru o tensiune de amplitudine şi frecvenţă dată gabaritul transformatorului depinde indirect şi de putere, deoarece aceasta determină mărimea curenţilor şi, implicit, diametrul conductoarelor de bobinaj. Relaţia (18) arată, de asemenea, că transformatoarele lucrând la frecvenţe mari au gabarit mai redus, fapt pentru care pe nave maritime şi pe avioane, unde greutatea trebuie redusă la minim, tensiunea de alimentare a aparaturii electrice are frecvenţa de 400 Hz, în loc de 50 Hz, cât este frecvenţa tensiunii în reţeaua de distribuţie a energiei electrice.

Materialele feromagnetice (materiale magnetice pe bază de fier) au, în general, inducţii de saturaţie cuprinse între 1,2 şi 1,8 Tesla), iar materialele ferimagnetice (materiale magnetice pe bază de oxizi ai fierului — ferite —) au inducţii de saturaţie mai mici, cuprinse între 0,3 şi 0,5 Tesla (1 Tesla = 1 Ts = 104 Gauss) . Ca urmare, la frecvenţe joase, se vor obţine gabarite mici numai cu miezuri feromagnetice, în timp ce la frecvenţe înalte pot fi utilizate şi miezuri ferimagnetice deoarece valoarea mai mică a inducţiei lor de saturaţie este compensată de creşterea frecvenţei. De fapt, miezurile feromagnetice nici nu s-ar putea folosi peste 10—20 kHz din cauza pierderilor mari de putere pe care le introduc, astfel că singurele miezuri utilizabile la frecvenţe înalte sunt cele din ferită.

Pierderile de putere din miez apar datorită energiei cheltuite pentru orientarea şi reorientarea domeniilor magnetice în sensul câmpului, precum şi datorită curenţilor turbionari induşi în miez. În primul caz pierderile se numesc pierderi prin histerezis magnetic sau prin vâscozitate magnetică şi sunt proporţionale cu frecvenţa f a tensiunii din primar (într-o secundă domeniile magnetice trebuie orientate şi reorientate de f ori). Aceste pierderi pot fi reduse utilizând materiale magnetice moi (materiale cu vîscozitate magnetică mică), adică materiale care se saturează în cîmpuri magnetice relativ mici.

Pierderile prin curenţi turbionari sunt proporţionale cu pătratul frecvenţei şi invers proporţionale cu rezistivitatea electrică a miezului. Pentru reducerea lor sunt necesare, mai ales în cazul lucrului la frecvenţe înalte, miezuri cu rezistivitate cât mai mare. Această condiţie e bine satisfăcută de materialele ferimagnetice care au rezistivităţi mari de ordinul 102 – 106 Ωm, motiv pentru care, având în vedere şi inducţia de saturaţie mai mică decât la feromagnetice, ele sunt utilizate numai la frecvenţe mari.

Materialele feromagnetice au rezistivităţi mici de ordinul 10-7 – 10-6 Ωm, din care cauză pentru a reduce pierderile prin curenţi turbionari, miezurile feromagnetice nu se realizează sub formă masivă ci numai sub forma unui pachet de tole izolate electric.

3. SCHEME ECHIVALENTE

Se presupune un transformator (fig. 4) alimentat de un generator cu tensiunea Ug şi impedanţă proprie Zg şi care lucrează în secundar pe o sarcină Zs.

Primarul transformatorului este caracterizat prin numărul de spire N1, inductivitatea L1, rezistenţa ohmică r1 şi coeficientul de scăpări σ1, iar secundarul său prin: N2, L2, r2, respectiv σ2.

Raportul n = N1/N2 se numeşte raport de transformare. Deoarece primărul şi secundarul au acelaşi circuit magnetic şi deoarece inductivitatea unei bobine este proporţională cu pătratul numărului de spire, rezultă următoarea relaţie între inductivităţile L1 şi L2 :

Schema echivalentă a transformatorului poate fi dedusă scriind şi prelucrând ecuaţiile lui Kirchhoff pentru circuitul din figura 4. Se preferă deducerea schemei echivalente urmărind pas cu pas procesele fizice, pentru o mai bună înţelegere a acestora.


Dacă transformatorul are secundarul în gol, schema sa echivalentă se reduce doar la impedanţă primarului, iar curentul în primar ia o valoare I10 (curent de gol). Acest curent de gol se compune dintr-un current de magnetizare Im, care produce fluxul magnetic în miez şi dintr-un curent Ip corespunzător pierderilor de putere activă din miez I10=Im+Ip.

Dacă în secundar se conectează acum sarcina Zs, curentul în primar se va modifica cu o valoare ΔI1 astfel că expresia generală a curentului în primar va fi:

Astfel, transformatorul privit din primar se prezintă ca doi consumatori legaţi în paralel, unul consumând curentul I10 şi celălalt curentul ΔI1. Impedanţă celui de-al doilea consumator este tocmai impedanţă re-flectată din secundar în primar. În general, curenţii I10 şi ΔI1 nu sunt în fază. Neglijând pierderile în transformator şi considerând o sarcină pur rezistivă (Zs = Rs), în regim sinusoidal, curentul ΔI1 va fi în fază cu tensiunea U1 din primar, iar I10 va fi defazat în urmă cu π/2 (fig. 5).

Mărimea ΔI1 reprezintă tocmai influenţa secundarului asupra primarului şi cu ajutorul ei se poate defini o impedanţă reflectată din secundar la bornele primarului:

Se poate considera deci, că schema echivalentă a transformatorului se compune dintr-o impedanţă reflectată Zr în paralel cu impedanţă proprie a primarului.

În cazul transformatorului ideal (fig. 6a), adică al unui transformator cu miez magnetic, fără pierderi (r1 = r2 = 0) şi fără dispersie (σ1 = σ2 = 0; k1=1), dacă secundarul este în gol, schema echivalentă se reduce la cea din figura 6b, în care:



Deoarece nu există scăpări de flux magnetic şi nici pierderi de putere în transformator, se poate scrie:



unde ф este fluxul magnetic care străbate bobina din primar şi cea din secundar.


Din (23) se deduce:


Impedanţa reflectată la bornele primarului va fi:



ceea ce permite să se adopte schema echivalentă din figura 6c, denumită schemă echivalentă raportată la primar deoarece dă direct valoarea curentului I1 din primar cu componentele sale I10 şi ΔI1, curentul în secundar putându-se deduce imediat (I2 = n*ΔI1).

Este uşor de remarcat că, dacă în circuitul din figura 6c se micşorează tensiunea Ug de n ori şi se micşorează toate impedanţele de n2 ori, curenţii vor creşte de n ori. Se obţine astfel schema echivalentă din figura 6d, numită schemă echivalentă raportată la secundar deoarece dă direct curentul şi tensiunea la bornele secundarului.

La stabilirea acestei scheme s-au avut în vedere si relaţiile (19), (24).

În cazul când nu se pot neglija scăpările de flux magnetic (σ≠ 0), fluxul ф creat de o bobină parcursă de curentul I trebuie descompus în două componente, una utilă care se închide prin miez фm şi una de scăpări фs care se închide prin aer. Corespunzător acestor componente, inductivitatea L a bobinei poate fi descompusă în două părţi: o inductivitatea utilă Lu şi o inductivitate de scăpări faţă de miez Ls.

Dacă N este numărul de spire al bobinei, atunci se poate scrie:



unde:


Utilizând coeficientul de scăpări σm al bobinei L faţă de miez se mai poate scrie:



Se observă că, aşa cum au fost definite, inductivităţile LS şi Lu corespund unor bobine având fiecare câte N spire, adică acelaşi număr de spire ca şi bobina L. Bobina Ls ar fi o bobină fără miez, realizată pe aer, iar bobina Lu o bobină cu miez închis, ideală, care nu are scăpări faţă de miez. Din punct de vedere fizic bobina Lu este aceea care produce fluxul util în miezul magnetic.

Pe baza acestor considerente pentru o bobină reală L, cu miez magnetic se poate imagina schema echivalentă din figura 7a, în care r reprezintă rezistenţa ohmică a bobinajului.


Printr-un raţionament similar, pentru cazul general a două bobine L1 şi L2 (cu sau fără miez magnetic) cuplate inductiv (fig. 3a) având rezistenţele ohmice r1, respectiv r2 şi coeficienţii de dispersie σ12, respectiv σ21, se poate stabili schema echivalentă din figura 7b, în care:

• Ls1=σ12∙L1 — este inductivitatea de scăpări a bobinei 1 faţă de bobina 2;
• Ls2=σ21∙L2 — inductivitatea de scăpări a bobinei 2 faţă de bobina 1;
• Lu1=(1-σ12 )∙L1 — inductivitatea utilă a bobinei 1 faţă de bobina 2;
• Lu2=(1-σ21 )∙L2 — inductivitatea utilă a bobinei 2 faţă de bobina 1.

Bobinele de inductivităţi Lu1 şi Lu2 au N1 şi respectiv N2 spire, au coeficienţi de dispersie nuli, rezistenţe ohmice nule şi deci formează un transformator ideal având raportul de transformare: n=N1/N2.

Este evident că schema echivalentă din figura 7b poate fi aplicată şi unui transformator. Acest lucru permite să se afirme că, schema echivalentă a unui transformator real cuprinde un transformator ideal cu acelaşi raport de transformare şi care are în serie pe fiecare înfăşurare rezistenţa ohmică şi inductivitatea de scăpări a înfăşurării respective (fig. 8a). Ţinând cont şi de relaţiile (10), (13) şi (14), valabile în majoritatea cazurilor, schema echivalentă poate fi redesenată ca în figura 8b, unde k este coeficientul de cuplaj al transformatorului real, iar σ coeficientul total de scăpări.

Dacă secundarul se închide pe o sarcină Zs, utilizînd relaţiile (19) şi (25) se obţine schema echivalentă raportată la primar din figura 9, în care s-a adăugat în paralel rezistenţa Rm echivalentă pierderilor de putere activă din miez.

În aceste condiţii, pentru circuitul complet din figura 4 se pot desena schemele echivalente raportate la primar (fig. 10a) şi respectiv, la secundar (fig. 10b).



Schemele echivalente din figura 10 se pot simplifica în funcţie de domeniul de frecvenţă. Astfel, la frecvenţe joase (de ordinul zecilor şi sutelor de Hz) se pot neglija inductanţele de scăpări, la frecvenţe înalte (de ordinul miilor şi zecilor de mii de Hz) inductanţele utile, iar la frecvenţe medii (de ordinul 103 Hz) toate inductanţele. Rezistenţa de pierderi Rm poate fi, de asemenea, neglijată deoarece, practic, are valori mari. Cu aceste simplificări, presupunând şi cazul cel mai frecvent întâlnit în practică, acela în care Zg şi Zs sunt pur rezistive, pentru schema echivalentă raportată la primar se pot considera acceptabile schemele echivalente din figura 11. Schema din figura 11a este valabilă la frecvenţe joase, cea din figura 11b la frecvenţe medii, iar cea din figura 11c la frecvenţe înalte.



Cu ajutorul acestor scheme simplificate se poate deduce cu uşurinţă comportarea transformatorului în banda de frecvenţe (fig. 12). Se observă că tensiunea Us de sarcină este maximă la frecvenţe medii şi că ea scade la frecvenţe joase datorită şuntării sarcinii de către inductanţa kL1, iar la frecvenţe înalte datorită reducerii curentului, ca urmare a creşterii reactanţei de scăpări. Notând tensiunea în sarcină la frecvenţele medii cu USmax şi punând condiţiile:



se pot găsi frecvenţele fjos = fj şi fsus = fs , care delimitează banda de trecere a transformatorului şi la care tensiunea în sarcină scade cu 3 dB faţă de valoarea ei la frecvenţe medii:



şi:



unde:



În practică, se urmăreşte obţinerea unei benzi de frecvenţe de trecere B = fS - fj cât mai mare.



Rezultă că un transformator bun (din punct de vedere al benzii de trecere) va avea o inductanţă a primarului L1 cât mai mare şi un coeficient de scăpări σ cât mai mic. În realitate σ nu poate fi redus sub 1—2%, din care cauză banda la frecvenţe superioare se limitează repede, iar raportul nu poate fi făcut oricât de mare. Acest raport este o mărime independentă de inductanţă L1 (respectiv L2) şi dependentă doar de parametrii Rg şi Rs ai circuitului în care conectăm transformatorul, de miezul magnetic utilizat şi de procedeul de bobinare:



Dacă Rg şi Rs sunt date şi nu pot fi modificate, se poate spune că raportul frecvenţelor limită este o constantă A. În aceste condiţii lărgimea de bandă este:


ceea ce arată că o bandă de trecere mare se poate obţine numai dacă se acceptă mărirea lui fj adică micşorarea lui L1. Deşi această soluţie vine în contradicţie cu dorinţa realizării unui fj coborât, ea este în majoritatea cazurilor acceptabilă şi avantajoasă deoarece determină, în afara reducerii gabaritului şi costului, un important câştig în lărgimea benzii de trecere.

{$pages}Astfel, dacă un transformator de audiofrecvenţă determină, într-un anumit circuit, o bandă de trecere cuprinsă între 50 Hz şi 5 kHz, se recurge la reducerea inductivităţii înfăşurărilor la jumătate (reducând numărul de spire de √2 ori) şi se obţine un transformator mai economic (cu gabarit şi preţ redus) având banda de trecere între 100 Hz şi 10 kHz, ceea ce, pentru domeniul audio, reprezintă o îmbunătăţire esenţială.

Adeseori în practică se întâlnesc transformatoare cu mai multe înfăşurări secundare. Schema echivalentă raportată la primar se obţine reflectând fiecare secundar, cu raportul lui de transformare, în primar. O asemenea situaţie este prezentată în figura 13 în care s-au neglijat inductanţele de scăpări şi inductanţă primarului.



Schema echivalentă raportată la o înfăşurare secundară „i" (în exemplul nostru i = 1,2,3) se obţine din schema raportată la primar împărţind tensiunea Up cu nl şi toate impedanţele cu ni2 unde:

este raportul de transformare dintre primar şi secundarul i.

Se menţionează totuşi, schemele echivalente prezentate aici nu sunt complete, deoarece nu ţin cont de capacităţile parazite ale transformatorului.

Dacă se notează cu Cp1, capacitatea parazită a primarului, cu Cp2 capacitatea parazită a secundarului şi cu Cp12 capacitatea parazită primar-secundar, atunci o schemă echivalentă completă ar fi cea din figura 14a. Capacităţile parazite fiind mici (de ordinul 10—100 pF) efectul lor este important doar la frecvenţe înalte, mai ales cînd sarcina RS are valori foarte mari. În acest caz, Cr2 şuntează pe RS şi transformatorul simte practic o sarcină cu caracter capacitiv. Inductanţele de scăpări şi capacitatea parazită de la ieşire formează un circuit oscilant serie, cu factor de calitate mare, care la frecvenţa sa de rezonanţă determină apariţia unui maxim în caracteristicii de frecvenţă (fig. 14b).



4. UTILIZĂRILE TRANSFORMATORULUI ELECTRIC

Utilizările transformatoarelor decurg din următoarele funcţii ce pot fi îndeplinite de acestea:

• transformă energia electrică de curent alternativ, mărind tensiunea şi respectiv micşorînd curentul electric, în vederea transportului energiei electrice la distanţe mari cu randament ridicat;
• transformă energia electrică de curent alternativ disponibilă la anu¬mite valori ale tensiunii de alimentare, în energie electrică la valorile necesare ale tensiunii şi curentului, fără pierderi importante de transformare: asemenea transformatoare se numesc transformatoare de alimentare sau de reţea ;
• separă galvanic două circuite, asigurând între ele o bună izolaţie electrică; în cazul transformatoarelor de reţea, această cerinţă este impusă si de regulile de protecţie a muncii; dacă raportul de transformare este egal cu unitatea, transformatorul se numeşte transformator de separare şi îndeplineşte doar această funcţie de separare;
• asigură adaptarea între un generator dat şi o sarcină dată, adică asigură un transfer maxim de putere — asemenea transformatoare se numesc transformatoare de adaptare sau de semnal . În ultimul timp există tendinţa şi posibilitatea de a se renunţa la utilizarea transformatoarelor de semnal, deoarece ele au unele dezavantaje: gabarit şi greutate mare în raport cu celelalte componente electronice; bandă de trecere limitată, din care cauză în sistemele de bandă largă sînt necesare mai multe transformatoare, separate între ele prin filtre şi amplificatoare de separare, fiecare transformator trebuind să transmită cîte o porţiune din banda totală de lucru; introduc deformări ale formei semnalului, aceste deformări fiind cu atît mai importante cu cît tensiunea şi curentul prin transformator sînt mai mari.

Dacă transformatorul este conectat la intrarea unui amplificator sau sistem, el se numeşte transformator de intrare, dacă este la ieşire se numeşte transformator final sau de ieşire, iar dacă este conectat între două etaje ale amplificatorului sau sistemului, transformator de cuplaj.

5. TIPURI DE BOBINAJE

Bobinajele aparaturii electronice se realizează în simplu strat, sau în mai multe straturi (multistrat). După forma lor (fig. 15), bobinajele într-un singur strat pot fi: cilindrice, toroidale sau în dublu D.

La rândul lor, bobinajele cilindrice se realizează fără carcasă (la frecvenţe foarte înalte) sau pe carcasă. Bobinajul cilindric pe carcasă în cele mai multe cazuri se execută în exteriorul carcasei. La bobinele cărora li se impune condiţia de mare stabilitate a inductivităţii la variaţiile de temperatură, înfăşurările se execută cu conductorul parţial îngropat în şanţul elicoidal practicat pe suprafaţa carcasei. înfăşurarea conductorului se face la cald, încît după răcire, conductorul aderă la carcasă şi nu-şi variază dimensiunile la variaţia temperaturii mediului ambiant.

Bobinajele cilindrice se execută din conductor izolat simplu cu email, sau, pentru spire puţine şi rare, chiar din conductor neizolat. Acest -tip de bobinaj se caracterizează prin rezistenţă mică în curent continuu, pentru o aceeaşi inductivitate, precum şi prin capacităţi parazite mici.

În cazul bobinajului cilindric simplu strat nu se pot obţine inductivităţi mari din cauza numărului relativ mic de spire, câmpul magnetic perturbator creat în exterior fiind mare, ceea ce conduce nu numai la eventuala perturbare a funcţionării celorlalte elemente din circuit, ci şi la posibila modificare a inductivităţii proprii, sub influenţa maselor metalice din vecinătate.

Bobinajul toroidal executat în simplu strat se caracterizează printr-o valoare minimă a cîmpului magnetic de dispersie, însă prezintă o rezistentă de curent continuu mai mare decît a bobinei cilindrice pentru o aceeaşi inductivitate. Bobinajul toroidal poate avea secţiune circulară sau secţiune dreptunghiulară.



Bobinele în simplu strat, în dubla D, reprezintă o soluţie intermediară, avînd cîmp magnetic extern relativ redus şi rezistenţă de curent continuu mică. în plus, reglarea se face relativ uşor, bobinele individuale fiind bobi¬nate, impregnate şi montate înaintea reglării finale.

Bobinajul multistrat permite obţinerea inductivităţilor mari, în volum mic. Conductorul folosit este în mod obligatoriu izolat cu email şi mătase.

Se pot realiza bobinaje cu mai multe straturi, cu diverse tehnologii, prin bobi nare spira după spiră, bobinaj piramidal sau bobinai „fagure".

Toate aceste bobinaje sînt executate pe carcase cilindrice. Se pot executa si bobinaje toroidale multistrat, pentru evitarea alunecării stratului utilizîndu-se izolaţii între straturi.

Bobinajele multistrat spiră după spiră prezintă o capacitate distribuită mare si pericol de străpungere a izolaţiei, în special la spirele care vin în contact la extremităţile straturilor, unde diferenţele de potenţial sînt mari. Pentru micşorarea pericolului de străpungere se pot folosi straturi intermediare de izolaţie (tabelul 1.1), dar prin aceasta se micşorează coeficientul de umplere.



Pe carcasele fără flanşe, bobinajul cilindric multistrat (fig. 16) se execută micşorând mereu cu câte o unitate numărul de spire din strat.


Pentru micşorarea capacităţii parazite şi evitarea străpungerilor se realizează bobinaje la care spirele între care există diferenţe mari de potenţial sunt depărtate. Aceasta se poate realiza fie prin bobinaj piramidal, recomandat în special pentru obţinerea inductanţelor mari care lucrează la tensiuni ridicate (transformatoare de impulsuri), fie prin bobinaj cilindric secţionati, pe carcase cu flanşe intermediare. La acestea din urmă, fiecare secţiune avînd puţine spire are şi capacitate proprie mică, iar capacităţile secţiunilor se leagă în seric. Totuşi, nu se pot folosi prea multe secţiuni (de obicei 3 sau 4) deoarece devin supărătoare capacităţile dintre secţiuni sau dintre secţiuni si miez.

Reducerea capacităţii proprii şi evitarea străpungerilor se poate obţine prin bobinajul „fagure". în timpul bobinării se dă carcasei o mişcare de translaţie în lungul axei sale, sincronizată cu mişcarea sa de rotaţie, încât conductorul se bobinează înclinat în raport cu suprafaţa de rotaţie a înfăşurării. Astfel, spirele între care există diferenţe mari de potenţial sînt depărtate şi neparalele. Bobinajul „fagure" poate fi „fagure propriu-zis", cînd spirele sînt distanţate între ele, sau „universal" cînd spirele sînt ne-distantate.

Bobinajul „fagure" are capacităţi proprii reduse şi o rigiditate mecanică bună, bobinele astfel realizate menţinându-şi forma şi fără a fi împregnate. Bobinajele „fagure" pot fi executate şi pe secţiuni, pe carcase tubulare cu flanşe intermediare, bobinele putând fi conectate în serie sau în paralel.

În tabelul 1.2 se prezintă principalele caracteristici ale bobinajelor utilizate la frecvente joase şi înalte.

Bobinaj ele multistrat se pot realiza şi fără carcasă, atunci când bobina trebuie să aibă un anumit profil (bobine de deflexie ale tubului cinescop), sau când pierderile în carcasă aduc inconveniente. Rigiditatea mecanică se realizează în acest caz prin legarea fiecărui strat sau a unui grup de straturi cu fâşii de pânză şi impregnarea ulterioară a ansamblului. Pentru bobinajele multistrat pe carcasă, capetele înfăşurărilor se lipesc pe cose fixate pe flanşele laterale ale carcasei sau pe reglete izolante, fixate de miez. Procesul tehnologic se încheie cu împregnarea bobinei, pentru robusteţe mecanică şi în special pentru protecţie împotriva umidităţii. Împregnarea constă în umplerea interstiţiilor bobinajului cu lac de împregnare electroizolant.
Avantajele împregnării sunt:

• rigidizează înfăşurările;
• îmbunătăţeşte disiparea căldurii, lacul având conductibilitate termică mai bună decît aerul sau izolaţiile de hîrtie;
• îmbunătăţeşte proprietăţile electrice ale izolaţiei, în principal a rigidităţii dielectrice, anulează efectul microfisurilor din email;
• evită pătrunderea umezelii din atmosferă în golurile izolaţiei. Pentru o împregnare bună trebuie să fie îndeplinite următoarele cerinţe:
• fluiditatea lacului să fie suficientă pentru a pătrunde bine în interstiţii, dar nu exagerată, pentru a nu se produce o contracţie prea mare la uscare (în general se ia un procent de maxim 50—60% solvent);
• răşinile folosite trebuie să aibă molecule mici, sferice, cele cu mole¬cule lungi dau lacuri vîseoase, care impregnează prost;
• nu se pot folosi lacuri cu uscare numai prin evaporarea solventului, contracţia la uscare fiind prea mare; de aceea se folosesc lacuri cu întărire atât prin evaporare cât şi prin reacţii chimice şi lacuri fără solvent;
• viteza de întărire trebuie reglată cu atenţie (prin modificarea temperaturii) în caz contrar se produce întărirea numai la suprafaţă, iar solventul din interior nu se mai evaporă;
• lacul şi solventul să nu atace emailul conductoarelor.

Calculul inductivităţii se face anterior realizării bobinei, în general prin formule empirice. Astfel, pentru o bobină cu simplu strat (fig. 4.4) se poate folosi relaţia:
unde n este numărul de spire al înfăşurării; d — diametrul carcasei; F — factorul de formă, tabelat în funcţie de raportul d/l; k — factor, care ţine seama de forma spirelor, influenţa izolaţiei conductorului, influenţa materialului de impregnat.

Câteva lacuri de împregnare mai folosite sunt prezentate în tabelul 1.3.
Tehnologic, bobinajele se execută cu maşini automate, construite special pentru tipul de bobinaj impus. Operaţiile de impregnare se realizează manual. La bobinele cu mai multe înfăşurări, dispunerea lor relativă are implicaţii atât funcţionale cât şi economice.

Astfel, pentru transformatoarele de semnal (intrare, ieşire, cuplaj) la care caracteristica de frecvenţă este foarte importantă, trebuie micşorat fluxul de dispersie, deci inductanţa de scăpări. Pentru aceasta una din bobine se secţionează şi între cele două secţiuni se dispune cea de-a doua bobină.
Când cerinţele tehnice nu sunt prea severe şi nu se impun restricţii asupra scăpărilor de flux magnetic (de exemplu pentru transformatoare de alimentare) dispunerea înfăşurărilor se face din considerente economice.

Astfel, conductorul mai scump (de diametru mai mic) se bobinează primul, raza bobinei fiind mai mică imediat lângă carcasă şi în acest mod se realizează numărul de spire necesar cu o cantitate mai mică de conductor. Dacă transformatoarele sunt de mare putere şi condiţiile de răcire sunt severe, se renunţă la criteriul economic si se bobinează la exterior înfăşurarea de diametru minim, care disipa cea mai mare cantitate de căldură.
Bobinele cu inductivitate variabila continuu în limite largi, variometrele, se realizează după unul din următoarele principii:

• prin varierea numărului de spire;
• prin modificarea cuplajului (inductanţei mutuale M) între două secţiuni ale bobine;
• prin modificarea poziţiei unui miez magnetic (ferovariometru).

Variomeirele de joasă frecvenţă se bazează, de regulă, pe ultima metodă. Un miez din tole comandat de un sistem mecanic, de exemplu cu şurub mel-cat, poate fi scos sau introdus în bobină.
În înaltă frecvenţă se folosesc toate cele trei metode. La bobine pentru puteri mari varierea continuă a numărului de spire, se obţine cu un contact glisant pe conductorul bobinei, rotită cu un sistem mecanic potrivit.
]]> Thu, 10 Nov 2011 18:56:54 +0000 07e1cd7dca89a1678042477183b7ac3f http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/cum-functioneaza/Materiale_magnetice_Magneti 1. Generalităţi

Un magnet (din greacă: µαγνητης λιΘος - „piatră magnetică") este un material sau un obiect care creează un câmp magnetic (fig.1). Acest câmp magnetic este invizibil dar este răspunzător pentru cele mai remarcabile proprietăţi ale unui magnet – spre exemplu, forţaţi trecerea magnetului prin faţa unor materiale feromagnetice şi o să observaţi fenomenul de atragere sau respingere a acestora. Un magnet permanent este un material deja magnetizat, ca de exemplu un magnet obişnuit. Materiale care pot fi magnetizate sunt acele materiale care pot fi atrase de magneţi (sau pot deveni magneţi). Aceste materiale se numesc materiale magnetice.
Din punct de vedere al stării de magnetizare, materialele magnetice se împart în: diamagnetice, paramagnetice, feromagnetice, antiferomagnetice şi ferimagnetice.

Materialele diamagnetice au λ_m <0 deci µ'< 1. Valorile lui λ_m sunt foarte mici în valoare absolută (de ordinul 10^-6) şi sunt independente de temperatură. Materialele cu comportare diamagnetică sunt: hidrogenul, carbonul, argintul, aurul, cuprul, plumbul, zincul, germaniul, seleniul, siliciul, etc.

Materialele paramagnetice au în absenţa câmpului magnetic un moment magnetic propriu. Momentele magnetice, orientate haotic datorită agitaţiei termice, tind să se orienteze în direcţia câmpului aplicat. Materialele paramagnetice au deci λ_m > 0 şi µ'> 1, dacă valorile absolute ale susceptivităţii sunt mici (de ordinul 10^-6). Materialele cu comportare paramagnetică sunt: oxigenul, aluminiul, platina, cromul, manganul, potasiul, etc.

Materialele feromagnetice au, ca şi cele paramagnetice moment magnetic propriu, dar momentele magnetice ale atomilor vecini sunt orientate identic, formând domenii de magnetizare spontană. Diversele domenii sunt orientate diferit, dar sub influenţa unui câmp magnetic exterior se orientează în acelaşi sens, ceea ce se materializează la nivel macroscopic prin valori foarte mari ale permeabilităţii magnetice, şi prin dependenţa liniară cu histerezis a inducţiei de intensitatea câmpului.

Se notează:

• H_C – intensitatea câmpului coercitiv
• H_S – intensitatea câmpului de saturaţie
• B_r – inducţia remanentă
• B_S – inducţia de saturaţie

Pentru caracterizarea materialului în jurul unei anumite stări (definită printr-o pereche de valori B, H) se utilizează următoarele permeabilităţi magnetice relative:

• permeabilitatea statică µ_st = B/µ₀* H
• permeabilitatea diferenţială µ_dif=lim_ΔH›0(ΔB/µ₀*ΔH)_{în sens direct} care este proporţională cu panta curbei B=B(H) cu creşterea lui H.
• permeabilitatea dinamică µ_d=(ΔB/µ₀*ΔH)_{H›Ho,B›Bo} care este proporţională cu panta medie a ciclului deschis de material în jurul stării H₀, B₀.
• permeabilitatea reversibilă µ_rev = lim_ΔH›0 (ΔB/µ₀*ΔH)_{Ho, Bo} care este proporţională cu panta ciclului reversibil descris în jurul stării H₀, B₀.
• permeabilitatea iniţială µ_i=lim_ΔH›0(ΔB/µ₀*ΔH)_H›0,B›0 caracterizează panta în primul domeniu de reversibilitate (în jurul stării H₀, B₀).

Materialele feromagnetice se transformă în paramagnetice la temperaturi mai mari decât temperatura Curie (Tc). Materialele cu comportare feromagnetică sunt: fierul, cobaltul, nichelul, gadolinul şi aliajele lor.

Materialele antiferomagnetice au în structura lor două subretele magnetice cu momente magnetice egale şi orientate antiparalel. Materialele antiferomagnetice (cele mai cunoscute fiind MnO, FeO) nu au importanţă practică deosebită.

Materialele ferimagnetice au de asemenea două (sau mai multe) subretele magnetice cu momente opuse dar acestea sunt recompensate. Dependenţa B=B(H) are forma unei curbe de histerezis ca la materialele feromagnetice. Materialele ferimagnetice au rezistivităţi ridicate care determină pierderi reduse prin curenţi turbionari, ceea ce le avantajează faţă de materialele feromagnetice (bune conductoare electrice).

Materialele metalo-ceramice cu proprietăţi ferimagnetice se numesc ferite. După metalul caracteristic din structura lor acestea poartă denumirea de ferite de cobalt, de nichel, etc.

2. Clasificarea materialelor magnetice

După forma ciclului histerezis materialele fero şi ferimagnetice se clasifică în două grupe:

• materiale magnetice moi, pentru care câmpul coercitiv este cel mult de 80A/m;
• materiale magnetice dure, pentru care câmpul coercitiv este mai mare de 4000A/m.

Materialele magnetice moi se împart la rândul lor în trei tipuri, după raportul B_r/B_m.

• B_r/B_m <0,5 – permeabilitatea relativ mică după constanta cu intensitatea câmpului; sunt utilizate pentru miezurile bobinelor cu conductivitate constantă cu câmpul;
• 0,5<B_r/B_m<0,8 – permeabilitate mare dar puternic dependentă de câmp; se utilizează pentru miezuri de bobine şi pentru transformatoare
• B_r/B_m>0,8 – sunt denumite materiale cu ciclu histerezis dreptunghiular (CHD); sunt utilizate la fabricarea miezurilor pentru memorie şi comutaţie.

Materialele magnetice dure se clasifică de asemenea după raportul B_r/B_m (fig.4):

• B_r/B_m<0,4 – se utilizează pentru înregistrarea magnetică a informaţiei;
• B_r/B_m>0,4 – materiale pentru magneţi permanenţi; se preferă cele cu inducţia remanentă cât mai mare deci cele care se apropie de forma dreptunghiulară a ciclului histerezis.

3. Pierderi în materialele magnetice

Prin materiale magnetice se înţelege de obicei materialele fero- sau ferimagnetice. Pierderile de energie ale câmpului magnetic în material sunt de mai multe tipuri. Pierderile prin curenţi turbionari se datorează curenţilor induşi în material şi sunt invers proporţionale cu rezistivitatea acestuia. Într-un material feromagnetic introdus în câmp magnetic variabil se induc, conform inducţiei electromagnetice, tensiuni electromotoare, care generează curenţi turbionari.

Se arată că pentru a micşora pierderile prin curenţii turbionari este necesar ca:

• grosimea materialului să fie mică (materialul utilizat sub formă de tole sau pulbere);
• rezistivitatea să fie cât mai mare (utilizarea materialelor ferimagnetice);
• scăderea conductivităţii materialului.

Pierderile prin histerezis sunt invers proporţionale cu aria ciclului histerezis. Pierderile prin histerezis depind numai de forma curbei de histerezis, reducerea lor fiind determinată de utilizarea unor materiale cu un ciclu histerezis de suprafaţă cât mai mică. Pierderile prin magnetizare provin din rămânerea în urmă a inducţiei la variaţii rapide ale intensităţii câmpului magnetic, fenomen de natura unei vâscozităţi termice.

Deci, pierderile magnetice inglobeaza pierderile prin hiserezis si pierderile prin curenti turbionari. Ele sunt date in wati pe kilogram (W/kg) si se determina cu aparatul Epstein, la o anumita inducţie şi la o anumită frecvenţă. Pierderile prin hiserezis ,care sunt proportionale cu suprafat inchisa a ciclului de histerezis,au un rol important in current alternative.

4. Funcţiile materialelor magnetice

Proprietăţile materialelor fero şi ferimagnetice le conferă acestora o largă aplicabilitate practică în îndeplinirea unor funcţii specifice, ca suport material al utilizării tehnice a fenomenelor electromagnetice. Principalele funcţii sunt:

• Funcţia de miez magnetic. O bobină cu miez magnetic este echivalenta unei bobine cu vid cu inductivitate de r µ ori mai mare. Se utilizează în special la circuitele magnetice ale maşinilor şi aparatelor electrice, ale bobinelor şi transformatoarelor etc.
• Funcţia de generare a câmpului magnetostatic. Un circuit magnetic cu întrefier, al cărui miez magnetic a fost în prealabil magnetizat până la saturaţie, reprezintă un magnet permanent între polii căruia există un câmp magnetostatic.
• Funcţia de înregistrare magnetică a informaţiei. Această funcţie se bazează pe proprietatea că magnetizarea remanentă să depindă univoc de câmpul magnetic de excitaţie. Materialele utilizate în acest scop trebuie să aibă un câmp coercitiv mare care să împiedice efectul de ştergere a informaţiei sub influenţa unor câmpuri perturbatoare.
• Funcţii neliniare şi parametrice. Caracterul neliniar al caracteristicii de magnetizare a materialelor magnetice în special al celor cu ciclu histerezis dreptunghiular, permite realizarea unor funcţii de circuit neliniare şi parametrice.
• Funcţia de ecran magnetic. În vederea înlăturării acţiunii perturbatoare a unor câmpuri electromagnetice exterioare unele dispozitive şi elemente electronice se ecranează.
• Funcţia de traductor piezomagnetic. Materialele fero- şi ferimagnetice suferă modificări ale dimensiunilor exterioare sub influenţa variaţiei stării de magnetizare, fenomen denumit piezomagnetism. De regulă materialele piezomagnetice îndeplinesc funcţia de traductor piezomagnetic, invers, transformând energia electromagnetică în energie mecanică (generatoare sonore şi ultrasonore).
• Funcţia de traductor de temperatură. Variaţia cu temperatura, la câmp constant, la permeabilităţi relative cu preponderenţă în apropierea temperaturii Curie, permit utilizarea acestora ca traductoare de temperatură.

5. Magneţi

Totul a început când am plecat să cumpărăm un magnet pentru o demonstraţie despre armura lichidă a corpului. Am vrut să arătăm faptul că unele lichide, sub influenţa unui câmp magnetic, se comportă ca şi solidele. Lângă capsula Petri şi pilitura de fier de care am avut nevoie, catalogul de ştiinţă a lui Steve Spangler a avut nevoie de un magnet de neodim desris ca „super puternic". Am cumpărat un magnet de acest tip sperând că acesta va fi destul de puternic pentru a crea un efect semnificativ ce care să îl putem înregistra pe peliculă.
Magnetul nu doar transformă fluidul nostru din pilitură de fier şi ulei în solid – uneori, el trage fluidul în crăpăturile capsulei Petri ţinându-l acolo. O dată, un magnet a „zburat" neaşteptat din mâna cameramanului într-un vas plin cu pilitură de fier uscată, necesitând o mare ingeniozitate pentru a putea fi îndepărtată de pe magnet. De asemenea s-a lipit atât de ferm de faţa inferoară a unei mese metalice, încât a trebuit să utilizăm doi patenţi pentru a-l dezlipi. Când am decis că ar fi mai sigur să ţinem magnetul într-un buzunar, oamenii s-au rănit uşor lipindu-se de masă, scară şi de uşa studioului.

5.1 Polii magnetici


Un magnet poate avea mai mulţi poli: sud şi nord. Acesşti poli apar mereu în perechi. Nu poate fi un pol nord fără un pol sud corespondent şi invers.

În jurul departamentului, magnetul a devenit un obiect de curiozitate şi subiectul unor experimente improvizate. Este de o putere stranie şi tendinţa de a sări neaşteptat şi zgomotos de la locul unde este împachetat la o suprafaţă metalică apropiată ne face să ne mai gândim o dată a acest obiect „banal". Toţi ştim bazele magneţilor şi magnetismului – magneţii atrag metale specifice, şi au unul sau mai mulţi poli sud şi nord. Polii opuşi se atrag şi cei asemănători se resping. Câmpurile electrice şi magnetice sunt „apropiate", iar magnetismul împreună cu gravitaţia şi forţele atomice slabe şi puternice reprezintă una dintre cele patru forţe fundamentale în Univers.


Dar nici unul dintre aceste lucruri nu ne răspunde la întrebările noastre principale. De ce magneţii se lipesc doar de anumite metale? Prin prelungire, de ce nu se lipesc şi de alte metale? De ce se atrag sau se resping, în funcţie de poziţia lor? De ce magneţii de neodinium sunt mult mai puternici decât cei ceramici cu care ne jucam în copilărie?

Pentru a răspunde la aceste întrebări, va trebui să ne însuşim teoria de bază a unui magnet. Magneţii sunt obiecte care produc câmpuri magnetice şi atrag metale precum fierul, nichelul sau cobaltul. Liniile de forţă ale câmpului magnetic ies din acesta pe la polul nord şi intră pe la polul sud. Magneţii permanenţi sau puternici îşi creează propriul câmp magnetic tot timpul. Magneţii temporari sau slabi produc câmpuri magnetice în prezenţa unui alt câmp magnetic şi la puţin timp după ieşirea acestuia din câmpul magnetic al magnetului temporar. Electromagneţii produc câmpuri magnetice doar când curentul circulă prin bobină lor.

Până de KKKKKKKKKând, toţi magneţii erau făcuţi din elementele metalice sau aliaje. Aceste materiale produc magneţi de puteri diferite. De exemplu:

• Magneţii ceramici, precum cei utilizaţi la refrigeratoare şi la experimentele din şcoli. Ei conţin oxid de fier într-un compozit ceramic. Magneţii ceramici sunt uneori cunoscuţi ca magneţi ferici, şi nu au o putere ieşită din comun.
• Magneţii alinco sunt făcuţi din aluminiu, nichel şi cobalt. Ei sunt mai puternici decât magneţii ceramici, dar nu destul de puternici pentru a fi introduşi într-o clasă de elemente cunoscută ca clasa metalelor rare de pe pământ.
• Magneţii de neodinium conţin fier, bor şi metalul rar numit neodiniu.
• Magneţii samariu-cobalt conţin cobalt combinat cu elementul rar samariu. În ultimii ani, cerectătorii au descoperit polimerii magnetici. Unii dintre aceştia sunt flexibili şi modelabili. Totuşi, unii dintre aceştia funcţionează doar la temperaturi foarte joase, iar alţii ridică materiale foarte uşoare, precum pilitura de fier.

Pentru transformarea acestor materiale în magneţi este necesar un mic efort. Vom vedea cum se întâmplă acest lucru în secţiunea următoare.

5.2 Bazele fabricării magneţilor

Multe dintre dispozitivele electronice din ziua de azi au nevoie de magneţi pentru a funcţiona. Cel mai puternic magnet natural, este o formă a magnetitei. Acesta poate atrage obiecte mici, precum agrafele sau pionezele.

În secolul XX, oamenii au descoperit că pot utiliza magneţii naturali pentru a magnetiza o bucată de fier, creând o busolă. Frecând repetat magnetul natural de un cui de fier într-o direcţie, cuiul se va magnetiza. Apoi, prin suspendare, el se va alinia pe linia nord-sud. În cele din urmă, cercetătorul Wiliam Gilbert a explicat că acest aliniament al cuiului pe linia nord-sud se întâmplă datorită faptului că Pământul se comportă ca un magnet enorm cu polii la nord şi sud.


Un ac de busolă nu este nici pe departe la fel de puternic ca magneţii permanenţi din ziua de astăzi. Dar procesul fizic care magnetizează acele de busolă şi bucăţile de aliaj din neodinium este în principiu la fel. Acest proces lasă regiuni microscopice cunoscute ca domenii magnetice, care sunt părţi ale structurii fizice a materialelor feromagnetice, precum fierul, cobaltul şi nichelul. Fiecare domeniu este în esenţă un mic magnet cu polii nord şi sud. Într-un material feromagnetic nemagnetizat, au polii acestor mici magneţi îndreptate direcţii diferite. Domeniile magnetice care sunt orientate în direcţii opuse se anulează reciproc, aşadar materialul nu produce câmp magnetic.

În magneţi, majoritatea polilor domeniilor magnetice sunt îndreptaţi în aceeaşi direcţie. Prin aliniament, microscopicii magneţi nu se mai anulează reciproc, ci îşi combină câmpurile magnetice pentru a forma un câmp magnetic mare. Cu cât sunt mai multe domenii magnetice îndreptate în aceaşi direcţie, cu atât câmpul magnetic general va fi mai puternic. Fiecare domeniu magnetic se extinde de la polul nord la polul sud al domeniului din faţa sa.



Fig.9b explică de ce prin „ruperea" unui magnet în două se formează doi magneţi mai mici cu polii nord şi sud proprii. Aceasta explică şi de ce polii opuşi se atrag – liniile câmpului magnetic lasă polul nord a unui magnet şi „intră" în magnetul respectiv în mod natural un pol sud, creând astfel un magnet. Polii asemănători se resping datorită faptului că liniile de forţă magnetice circulă în direcţii opuse.

5.3 Fabricarea magneţilor

Pentru a face un magnet, tot ce trebuie să faceţi este să încurajaţi domeniile magnetice dintr-o bucată de metal să se îndrepte în aceeaşi direcţie. Acest lucru se întâmplă atunci când frecaţi un ac de un magnet – expunerea la un câmp magnetic încurajează alinierea domeniilor magnetice. Alte căi de a alinia domeniile magnetice dintr-o bucată de metal sunt:

• Aşezându-l într-un câmp magnetic puternic pe direcţia nord-sud a acestuia
• Ţinându-l pe direcţia nord-sud şi lovindu-l repetat cu un ciocan, vibraţiile forţând domeniile magnetice să capete un aliniament slab;
• Trecând prin el un curent electric.

Două dintre aceste metode sunt printre teoriile ştiinţifice despre cum s-au format magneţii naturali. Unii cercetători au speculat că magnetita devine magnetică după ce este lovită de un fulger. Alţii au sugerat că aceste bucăţi de rocă au devenit magnetice când s-a format Pământul, domeniile magnetice, aliniindu-se cu câmpul magnetic terestru atunci când fierul era încă lichid.

Cea mai comună metodă de fabricare a magneţilor de astăzi implică poziţionarea unui metal într-un câmp magnetic. Câmpul exercită o forţă pe material, încurajând alinierea domeniilor. Acolo există şi o mică întârziere, cunoscută sub numele de histereză, între introducerea matalului în câmpul magnetic şi alinierea domeniilor – dureză câteva momente pentru ca domeniile să înceapă să se mişte. Mai jos veţi vedea ce se întâmplă.

• Domeniile magnetice se rotesc, aliniindu-se de-a lungul liniei nord-sud a câmpului magnetic la care au fost supuse.
• Domeniile deja aliniate pe această direcţie devin mai mari, în timp ce domeniile din jurul lor devin mai mici.
• Zidurile domeniului, sau marginile dintre domeniile apropiate se mişcă fizic pentru a se adapta la mărirea domeniului. Într-un câmp magnetic foarte puternic, unele ziduri dispar în întregime.

Puterea magnetului rezultat depinde de forţa cu care domeniile au fost mişcate, altfel spus, de puterea câmpului magnetic la care a fost supus metalul. Permanenţa sau retentivitatea sa depinde de cât de greu a fost pentru a încuraja domeniile să se alinieze. Materialele puternic magnetizate reţin magnetismul lor pe perioade lungi de timp, pe când materialele uşor magnetizate revin adesea la starea lor originală, nemagnetică.

Puteţi reduce puterea unui magnet sau să îl demagnetizaţi total expunându-l la un câmp magnetic în direcţie opusă cu aliniajul domeniilor magnetice. Puteţi de asemenea demagnetiza un magnet încălzindu-l aproape de punctul curie, sau temperatura la care îşi pierde magnetismul. Căldura deformează materialul şi excită particulele magnetice, cauzând distrugerea aliniamentului.

Acum vom vedea de ce materialele magnetizate atrag anumite metale.

5.4 De ce se lipesc magneţii?

Se stie că un curent electric care circulă printr-un conductor creează un câmp magnetic. Mişcarea sarcinilor electrice este responsabilă şi pentru câmpul magnetic al magneţilor permanenţi. Dar câmpul unui magnet nu provine de la un curent electric puternic ce trece printr-un conductor – el provine de la mişcarea electronilor.

Mulţi oameni îşi imaginează electronii ca mici particule care orbitează în jurul unui nucleu aşa cum planetele orbitează în jurul Soarelui. Fizica cuantică explică faptul că mişcarea electronilor este ceva mai complicată de atât. În esenţă, electronii umplu învelişul orbital al atomilor, unde ei se comportă şi ca particule, şi ca unde. Electronii au o sarcină şi o masă, şi o mişcare pe care fizicienii o descriu ca rotaţie în direcţie ascendentă sau descendentă.

În general, electronii umplu orbitele atomilor în perechi. Dacă unul dintre electronii unei perchi se roteşte în sus, celelalt se va roti în sens opus. Este imposibil ca electronii unei perechi să se rotească în aceeaşi direcţie. Aceasta este o parte a cuantului mecanic cunoscut ca principiul excluziunii Pauli.

Chiar şi când electronii nu se mişcă foarte departe, mişcarea lor este suficientă pentru a crea un mic câmp magnetic. Deoarece electronii în perechi se mişcă în direcţii opuse, câmpul lor magnetic se anulează reciproc. Atomii materialelor feromagnetice, pe cealaltă parte, au câţiva electroni fără pereche care au aceeaşi mişcare. Fierul, de exemplu, are patru electroni fără pereche care au aceeaşi mişcare. Deoarece ei nu au electroni pereche care să producă câmpuri magnetice opuse, aceşti electroni au un moment orbital magnetic. Momentul magnetic este un vector – are o magnitudine şi o direcţie. Este raportat la puterea torsiunea exercitată de ambele câmpuri magnetice. Un întreg moment magnetic al unui magnet apare atunci când toţi atomii săi au un moment magnetic.
În metalele ca fierul, momenul orbital magnetic încurajează atomii din apropiere să se alinieze de-a lungul linilor nord-sud a câmpului magnetic. Fierul şi alte materiale feromagnetice sunt cristaline. Cum se răcesc dintr-o stare lichidă, grupele de atomi cu orbitale paralele se rotesc aliniate înauntrul structurii cristaline. Am discutat aceste forme ale domeniilor magnetice în secţiunea anterioară.

Poate aţi observat că materialele din care se fac magneţi buni sunt aceleaşi materiale pe care magneţii le atrag. Acest lucru se întâmplă deoarece magneţii atrag materiale care au electroni fără pereche care se rotesc în aceeaşi direcţie. Cu alte cuvine, calitatea care transformă un metal în magnet, este aceeaşi cu aceea care face magnetul să atragă acel metal. Multe alte elemente sunt diamagnetice – electronii lor fără pereche creează un câmp magnetic care respinge slab un magnet. Câteva materiale nu recţionează deloc la câmpurile magnetice.

5.5 Măsurarea magneţilor

Această explicaţie şi fizica cuantică care stă la baza ei sunt foarte complicate, şi fără acestea, ideea de atracţie magnetică poate fi mistificată. Aşa că nu este surprinzător faptul că oamenii au văzut materialele magnetice cu suspiciunea pentru multă istorie. În următoarea secţiune, vom vedea puterea atribuită magneţilor.

5.6 Mituri despre magneţi

De fiecare dată când utilizaţi un computer, utilizaţi magneţi. Un hard-drive utilizează magneţi pentru a stoca date, iar unele monitoare utilizează magneţi pentru a crea imagini pe ecran. Dacă aveţi o sonerie la uşă, aceasta utilizează probabil un electromagnet pentru a lovi o piesă de metal de alta. Magneţii sunt de asemenea componente vitale în televiziunea CRT, difuzoare, microfoane, generatoare, transformatoare, motoare electrice, casete audio/video sau benzi de magnetofon, compase şi vitezometre de maşini.

În plus la utilizările lor practice, magneţii au şi multe proprietăţi distractive. Ei pot induce curent electric în conductoare pentru a mări cuplul motoarelor. Un câmp magnetic destul de puternic poate face obiectele mici să leviteze. Trenurile Maglev utilizează propulsia magnetică pentru a călători la viteze foarte mari, iar fluidele magnetice ajută la umplerea motoarelor de rachetă cu combustibil. Câmpul magnetic terestru, cunoscut ca magnetosferă, ne protejează de vântul solar. Conform revistei Wired, unii oameni chiar şi-au implantat mici magneţi de neodim în degete pentru a-i ajuta să detecteze câmpurile magnetice.

Scanarea cu Rezonanţă Magnetică (MRI) utilizează câmpuri magnetice pentru a ajuta doctorii să examineze tri-dimensional oraganele interne ale pacienţilor. Doctorii utilizează câmpuri magnetice pulsative pentru a trata fracturile care nu s-au vindecat corect. Această metodă, aprobată de administraţia americană a mâncării şi drogurilor în anii '70, poate îndrepta oasele care nu au răspuns la alt tratament. Pulsaţii similare de energie electromagnetică poate ajuta la oprirea degradătii oaselor şi muşchilor astronauţilor care stau în medii lipsite de gravitaţie pentru perioade lungi.

Magneţii pot de asemenea proteja şi sănătatea animalelor. Vacile sunt susceptibile de reticulopericardită traumatică, cauzată de înghiţirea obiectelor metalice. Obiectele metalice pot perfora stomacul unei vaci şi afecta diafragma sau inima. Magneţii pot preveni acest lucru. O practică include tracera unui magnet peste mâncarea vacilor pentru a elimina obiectele metalice. Alta este de a hrăni vacile cu magneţi. Aceşti magneţi alinco pentru vaci atrag obiectele metalice şi previn lezarea stomacului sau a altor organe interne. Magneţii ingeraţi ajută la protecţia vacilor, dar este de preferat ca mâncarea acestora să nu conţină obiecte metalice. Pe cealaltă parte, oamenii nu ar trebui să mănânce magneţi deoarece ei se pot lipi de pereţii intestinali, blocând fluxul de hrană şi ucigând ţesutul. La oameni, magneţii înghiţiţi necesită intrervenţie chirurgicală pentru a fi eliminaţi.


Unii oameni susţin utilizarea magneţilor pentru a trata o largă varietate de boli şi afecţiuni. Comform specialiştilor, branţurile, brăţările, colierele, saltelele şi pernele magneice pot înlătura sau alina orice afecţiune, de la artrită la cancer. Unii specialişti au sugerat că consumul de apă magnetizată poate trata sau preveni boli variate. Americanii cheltuiesc 500 de milioane de dolari pe an pentru tratamente magnetice, iar la nivel global, oamenii cheltuiesc anual 5 miliarde de dolari pe aceste tratamente.

Specialiştii oferă câteva explicaţii pentru aceste contribuţii ale magneţilor în vindecarea unor boli şi afecţiuni. Una este aceea că magnetul atrage fierul din hemoglobina din sânge, mărind circulaţia sanguină într-o anumită zonă. Alta este că în prezenţa unui câmp magnetic, celulele din apropiere suferă modificări. Totuşi, studiile ştiinţifice nu au confirmat că utilizarea magneţilor statici au vreun efect asupra durerii sau bolilor. Probele clinice au sugerat că efectele benefice acordate magneţilor pot fi de fapt datorită scurgerii timpului, cu branţuri magnetice sau brăţări, sau vindecarea poate fi datorită efectului placebo. În plus, apa de băut nu conţine elemente care pot fi magnetizate, punând sub semnul întrebării ideea de apă magnetică.

Alţi susţinători au sugerat de asemenea utilizarea magneţilor pentru a reduce duritatea apei din case. Conform fabricanţilor de astfel de produse, magneţii pot reduce duritatea apei prin eliminarea elementelor feromagnetice din apă. Totuşi, materialele care fac apa dură nu sunt feromagnetice. Chiar dacă magneţii nu elimină durerile cronice şi nu vindecă cancerul, ei tot sunt fascinanţi.

Bibliografie

[1] – Cătuţeanu V. – "Materiale pentru electronică", Editura Didactica si Pedagogica, Bucuresti, 1982;
[2] – Ileana F. – "Materiale electrotehnice si electronice", Editura Didactica si Pedagogica, Bucuresti, 1993;
[3] – Dragomirescu A., Svasta P. – "Materiale şi componente electronice", îndrumar de laborator;
[4] – www.howstuffworks.com]]> Sun, 02 Oct 2011 08:19:47 +0000 c8ffe9a587b126f152ed3d89a146b445 http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/surse-de-alimentare/Surse_de_alimentare_liniare_pentru_amplificatoare_audio
Aparatura electronică, inclusiv amplificatoarele audio, necesită pentru alimentarea cu energie electrică, o sursa de tensiune/curent continu. Această sursa se obţine de la baterii sau prin redresarea şi filtrarea tensiunii provenite de la reţeaua de curent alternativ. Datorită domeniului larg a puterii debitate, amplificatoarele audio necesită un domeniu mare de tensiunii de alimentare, lucru ce conduce la utilizarea unor echipamente care să adapteze tensiunea reţelei de curent alternativ la necesităţile amplificatorului, necesităţii impuse de topologia amplificatorului.

Momentan, soluţiile pentru alimentarea amplificatoarelor audio sunt:

• Surse de alimentare liniare – transformator, punte redresoare şi filtru;
• Surse de alimentare în comutaţie – redresor 1, transformator de înaltă frecvenţă, redresor 2 şi filtru.

În comparaţie cu sursele în comutaţie, sursele liniare prezinta o serie de avantaje: fiabilitate sporită; zgomot redus pe tensiunile furnizate; perturbaţii de inalta frecventa aproape inexistente; separare galvanică a consumatorului de reţea. Sursele în comutaţie au avantajul unui randament foarte ridicat în comparaţie cu randamentul surselor de alimentare liniare.

Schema bloc a unei surse de tensiune liniară stabilizată este prezentată în figura 1. În cazul alimentării de la baterii sau acumulatoare, lipseşte transformatorul, redresorul şi în anumite situaţii: filtrul.



Schema din fig.1 reprezintă o schema tipică de alimentare care se utilizează la alimentarea consumatorilor de c.c. Pentru alimentarea amplificatoarelor audio, schema de mai sus se transfigurează şi rezultă schemele din fig. 2 sau 3, pe marginea cărora o sa discutăm pe parcursul acestui articol.

În figura 2 este reprezentată schema de alimentare nesimetrică a unui amplificator audio iar în figura 3 este prezentată o schemă de alimentare simetrică. În ambele figurii am folosit reprezentarea tranzistoarelor T₁ şi T₂ ca tranzistoare MOSFET. Considerentele sau afirmaţiile ulterioare se aplică şi în cazul în care aceste tranzistoare ar fi bipolare sau IGBT. Totodată, am ales alimentarea printr-un redresor bialternanţă deoarece este cel mai folosit şi recomandat deopotrivă.



În general, transformatoarele de reţea pentru alimentarea instalaţiilor şi echipamentelor de audiofrecvenţă sunt de regulă monofazate, cu una sau mai multe înfăşurări secundare şi puterii aparente până la 3kVA. Aceste caracteristici tehnice le regasim la toate echipamentele muzicale produse în serie mică sau mare, şi mai puţin la exemplarele unicat, unde datele problemei pot fi altele şi rezultatele de asemenea.



Transformatorul poate fi executat în construcţie încapsulată şi poate fi de tip toroidal, cu miez feromagnetic 2U sau E+I. Pentru proiectarea transformatorului sau determinarea caracteristicilor constructive ale acestuia, se porneşte de la mărimile electrice din secundarul său, care se presupun cunoscute, şi anume: U_s, I_s, respectiv P_s.

Dar cum determinăm P_s ?

În toate situaţiile se cunoaşte tensiunea de alimentare a amplificatorului, lucru ce ne ajută relativ uşor să stabilim tensiunea secundară U_s. Determinarea puterii aparente secundare Ps se face cunoscând termenii din relaţia Ps=Us*I_s sau apelând la o soluţia aproximativă, putem determina această putere, cunoscând puterea amplificatorului, randamentul amplificatorului şi a alimentatorului (de fapt a redresorului).

Totuşi, determinarea puterii unui amplificator comercial luând în considerare numai tensiunea de alimentare a amplificatorului şi impedanţa de sarcină, neglijează caracterul real a sursei de alimentare, lucru ce poate conduce la obţinerea unor rezultate mult depărtate de cele reale. Când spunem „puterea amplificatorului", ne referim la puterea debitată de acesta pe impedanţa minimă admisă - putere exprimată in W_RMS.


În realitate, la un amplificator audio stereo puterea masurată pe ambele canale o dată, în regim "Full Power", nu este aceeşi cu ce măsurată numai pe un singur canal în regim "Full Power", asta datorită existenţei unei rezerve de energie mult mai mari în cazul funcţionării la sarcină nominală a unui singur canal de amplificare. Deci, daca veti măsura vreodată la un amplificator audio puterea pe un singur canal, asta nu inseamnă ca amplificatorul va livra 2 x puterea măsurată pe acel canal.

Deci, pentru realizarea unei măsurătorii corecte a puterii debitate de un amplificator audio, va trebui sa măsuraţi puterea debitată de amplificator pe ambele canale o dată.

Pentru a vedea toate implicaţiile ce survin în calcul alimentatorului, în continuare vom analiza un aspect destul de important care are legătură cu forma caracteristici de ieşire a ansamblului redresor – transformator cu filtru capacitiv. Această caracteristică este prezentată în figura 5.

Următoarele considerente sunt menţionate în ipoteza existenţei unei surse de alimentare reale. Muzica nu este un semnal sinusoidal iar frecvenţa de comutaţie a amplificatorului la un moment dat (redată în figura 4 prin notaţia fc), poate fi egală, mai mică sau mai mare decât frecvenţa pulsurilor de tensiune netezite de condensatorul de filtraj C_F. Altfel spus, condensatorul C_F se încarcă pe frontul crescător a riplului de tensiune, într-o perioadă mai mică de 2T (T=20ms) şi se descarcă pe frontul descrescător a riplului sau mai multor ripluri, într-o timp dependent de valoarea frecvenţei f_COM şi raportul U_r0/Z_Smin.

Aceste afirmaţii sunt făcute pornind de la premiză că în timpul comutaţiei, amplitudinea frecvenţei de c-dă aduce pe deplin tranzistorul T în saturaţie. Deci, cu cât f_COM e mai mare şi considerând C_F, U_r0/Z_minF constant, atunci condensatorul C_F se va descarca „mai greu". Asta înseamnă că o mare parte din energia necesară lui Z_min va fi furnizată de condensatorul C_F. Problema capată un alt rezultat atunci când f_COM se aproprie de 0 (c.c.) sau altfel spus, când atinge 1/2T, respectiv scade sub această valoare.



Asta înseamnă că în timpul funcţionării amplificatorului, punctul de funcţionare A va tinde să atingă mai repede punctul E, cu cât amplificatorul va tinde să funcţioneze mai aproape de sarcina nominală, frecvenţa de comutaţie a etajului final va tinde să o atingă sau să fie mai mică decât frecvenţa riplului tensiunii redresate sau cu cât amplificatorul va fi forţat să funcţioneze pe o impedanţă mult mai mică decât cea nominală. Pentru a împiedica un domeniu larg de variaţie intre punctele A...D va trebui sa adoptăm un capacitor de filtraj de calitate şi valoare corespunzătoare.

OBS. Referitor la dU[%]=[U_r00/U_r02]*100, trebuie meţionat că la stabilirea acestuia trebuie să se ţină cont şi de SWR circuitului integrat (factorul de rejecţie a sursei de alimentare), în cazul în care amplificatorul este realizat în construcţie monolitică asemenea circuitelor integrate amplificatoare audio din seria TDA, LM etc.

Acestea fiind spuse, asta înseamnă ca un amplificator proiectat să reproducă numai frecvenţele audio înalte va avea nevoie de o sursă de alimentare de putere mai mică decât un amplificator audio proiectat să reproducă numai frecvenţele foarte joase, asemenea amplificatoarelor audio de subwoofere.

Orice alimentator a unui amplificator audio are propria sa caracteristică reprezentată aproximativ printr-o dreaptă de genul celor din fig.5, a se vedea dreapta I sau II. În realitate există o infinitate de drepte care au originea în punctul C. Cu cât dreapta este mai abruptă (a se vedea dreapta trasată cu verde), cu atât mai mult transformatorul alimentatorului respectiv va avea o cadere de tensiune dU[%] mai mare şi o temperatura de funcţionare mai ridicată la Inom (afirmaţie făcută în ipoteza păstrării constante a secţiunii miezului feromagnetic a transformatorului pentru toate familiile de drepte caracteristice a alimentatorului).

În proiectarea ansamblului transformator-redresor, se urmăreşte ca în sarcină nominală, punctul de funcţionare a alimentatorului să se încadreze pe segmentul [BE] (vezi figura 5).

Atenţie, afirmaţia anterioară nu trebuie respectată la funcţionarea în gol a amplificatorului. Acest lucru oferă proiectatului o alegere liberă asupra determinării puterii aparente şi detaliilor constructive a transformatorului, aşa cum vom vedea mai jos.



Să privim figura 6. Apoi să presupunem că avem un transformator electric de putere „X", putere care rezultă datorită unei secţiuni a miezului feromagnetic, notată cu S₁, şi bineinţeles datorită unei inducţii magnetice în miez inferioară limitei maxime admise (B_max). Pentru simplificare vom neglija pierderile în fier şi cupru.

În figura 6a este prezentată forma ideală a tensiunii în secundarul transformatorului în sarcină nominală, deci la inducţia magnetică nominală. Cu albastru curentul electric ideal în înfăşurarea secundară, înregistrat pe sarcină RL, asemenea celui care este prezent la ieşirea amplificatorului. În figura 6b se prezintă forma de undă a tensiunii şi curentului atunci când se impinge punctul de funcţionare a transformatorului la B_max (lucru întâlnit la funcţionarea în suprasarcină a transformatorului).

În cazul amplificatoarelor audio „ieftine", se întâlneşte foarte des cazul din figura 5b. Acest caz ia naştere atunci când se proiectează alimentatorul amplificatorului, implicit transformatorul, să lucreze în zona lui Bmax. Dar cum facem asta sau de ce se întâmplă lucru astă ?

Din start această soluţie ne permite utilizarea unui transformator de putere mai mică pentru alimentarea unui amplificator de putere „mare", cu repercursiuni asupra reproducerii tonalităţii sunetului în domeniul 0,5*P_nom ... P_nom, şi cu afectarea THD-ului amplificatorului audio în această zonă. Mai exact, se înrăutăţeşte caracteristica THD=f(P) a amplificatorului în domeniul menţionat. Sunetul la Pnom nu mai este aşa cum ar trebui să fie, lucru care nu poate fi sesizat de orice persoană. Pentru unii chiar nu contează diferenţa!

Să exemplific: Să presupunem că avem un transformator de 500VA, toroidal, dimensionat la o inductie de 0,9T. Înfaşurările transformatorului au fost dimensionate la o densitate de curent de 3A/mm² iar tensiunile secundare la mersul în gol a transformatorului sunt de 2 x 40V. Căderea de tensiune în sarcină nu depăşeşte dU=5%, ceea ce înseamnă un 2 x 38V. Acum, să presupunem că avem nevoie de un curent dublu în secundar pe aceeşi secţiune a miezului feromagnetic a transformatorului. Aceste condiţie se poate îndeplini doar dacă miezul feromagnetic a transformatorului nu a fost adus la B_max în prima situaţie. Mărirea curentului conduce la mărirea densităţii de curent la J=6A/mm², condiţie care pot fi suportată de transformator prin luarea unor măsuri privind coordonarea izolaţiei şi o temperatură de funcţionare care este puţin sub limita maxim admisă. În această situaţie forma tensiunii şi curentului este cea din figura 6b. Pentru a obţine 2x38V la funcţionarea în sarcina va trebui să mărim căderea de tensiune procentuală sau altfel spus, tensiunea la mersul în gol. Spre exemplu, sunt situaţii când se adoptă dU=30...50%.

Atunci tensiunea redresată la mersul în gol poate deveni mare dar cum majoritatea etajelor finale din amplificatoarele audio au în componenţă tranzistoare cu tensiunii U_ce foarte mari acest lucru nu este o problemă. Un dezavantaj ar fi alegerea unor condensatoare C_F cu tensiunea nominală mai mare decât în mod uzual. Acestea fiind spuse, nu ar trebui să mai mire pe nimeni de ce unii producătorii de amplificatoare audio PRO utilizează pe un etaj final numai 3 perechi de finali, când la un calcul simplu se demonstrează ca la acea tensiune de alimentare nu ar fi suficienţi – asta raportându-ne şi la puterea posibil debitată de amplificator, calculată în funcţie de tensiunea de mers în gol a acestuia şi impedanţa sarcinii (lucru de altfel greşit).

Aceasta modalitate de dimensionare a sursei amplificatorului se regaseste la amplificatoarele audio PRO „Low Cost", rezultând un alimentator ieftin, cu fiabilitate scăzută şi un amplificator a cărui tonalitate în zona 0,5*P_nom ... P_nom lasă de dorit.

Calculul alimentatorului porneşte de la amplificator spre transformator, având cunoscute următoarele date iniţiale:

1. tensiunea de alimentare a amplificatorului (UC sau +/-V, unde U_C = +V-(-V));

2. randamentul amplificatorului (η_amp)

Randamentul amplificatorului are următoarele valori în funcţie de clasa de operare a acestuia:

• η_amp=(20...30)% - pentru amplificatoare audio în clasa A;
• η_amp=(40...60)% - pentru amplificatoare audio în clasa AB;
• η_amp=(70...80)% - pentru amplificatoare audio în clasa B;
• η_amp=(80...85)% - pentru amplificatoare audio în clasa H sau G;
• η_amp=(85...95)% - pentru amplificatoare audio în clasa D sau T.

3. valoarea minim admisă a impedanţei pe ieşirea amplificatorului (Z_Smin): 2, 4, 6 sau 8 Ohmi;

4. pulsaţia tensiunii redresate, exprimată prin amplitudinea componentei fundamentale a pulsaţiilor:



În domeniul circuitelor electronice alimentate până la 24V_CC, curenţii de sarcină mici (sub 1A), se adoptă urm=0,2...0,8V. Dacă tensiunea de alimentare este mai mare de 24V_CC şi curenţii de sarcină sunt mari atunci se alege urm=0,4...2V.

5. creşterea posibilă procentuală a tensiunii reţelei (de obicei max. 10%).

Etapele de proiectare sunt următoarele:

a). Determinarea puterii amplificatorului:
Pentru amplificatoare audio care nu sunt conectate în punte se aplică relaţia:



În realitate, datorită prezenţei tensiunii de saturaţie a tranzistoarelor finale, neliniarităţii caracteristicii de transfer, puterea efectivă debitată de amplificatorul audio în regim sinusoidal (înainte de limitare) sadisface mai bine relaţia:



Puterea debitată de un amplificator audio la conectarea în punte este redată de formula:



În realitate, datorită inegalităţi caracteristicilor de amplificare a celor două etaje de amplificare, puterea debitată de doua amplificatoare audio conectate în punte (înainte de limitare) sadisface mai bine relaţia următoare:




În formulele (2) şi (4) s-a neglijat căderea de tensiune pe rezistenţele din emitoarele tranzistoarelor finale deoarece in comparaţie cu tensiunea de alimentare influenţa acestei căderii de tensiune asupra rezultatului este minoră, deci se poate neglija. În formulele (2) şi (4) termenul 2V_CEsat = 3...6V pentru amplificatoare audio cu tranzistoare bipolare în etajul final şi 2V_CEsat=1...3V pentru amplificatoare audio cu tranzistoare MOS-FET în etajul final .

Deoarece formulele (2) şi (4) oferă rezultate mult mai apropriate de cele reale şi în cele ce urmează recomand utilizarea rezultatelor obţinute pe baza acestor formule.

b). Determinarea puterii consumate de la redresor de către amplificatorul audio:



Din relaţia (5) se determină P_r0 şi I_R, considerând U_r02 = U_C.

c). Determinarea caracteristicilor redresorului şi transformatorului:
În funcţie de mărimea raportului dintre rezistenţa de sarcină Z_Smin şi rezistenţa serie r_S dar şi de valoarea produsului: ωC_FZ_Smin, în diferite cărţi şi articole de specialitate s-au realizat tabele care ne ajută mult mai uşor la stabilirea celorlalte caracteristici ale ansamblului transformator-redresor.

În funcţie de valoarea produsului ωC_FZ_Smin avem următorul tabel realizat pe baza curbelor prezentate în nota bibliografică [3] pentru un transformator cu R_tr=R, unde R=U_C/I_R:



Dacă:

• ωC_FZ_Smin > 40 – tensiune de ondulaţie u_rm (riplu) mică;
• ωC_FZ_Smin ≤ 12 – redresor recomandat pentru alimentatoare stabilizate.

unde ω=314 pentru redresorul monoalternanţă şi ω=628 pentru redresarea bilaternanţă.

Pentru obţinerea unui randament de transfer a energiei ridicat se recomandă: r_S/Z_Smin < 0,02, unde r_S este rezistenţa echivalentă serie a redresorului. Rezistenţa serie este formată din rezistenţa înfăşurărilor transformatorului raportate la secundar R_tr şi rezistenţa dinamică a diodelor din braţul în conducţie a redresorului R_d:




Deoarece rezistenţa dinamică a diodei cu siliciu R_d este este de ordinul miliohmilor la curenţi de ordinul amperilor, atunci relaţia (6) se poate scrie aproximativ:




Prin urmare rezistenţa serie a redresorului este dată în principal de rezistenţa înfăşurării primare raportată la secundar. În funcţie de valoarea termenilor r_S şi R_tr, implicit a valorii raportului celor doua valori, se modifică şi panta caracteristicii de funcţionare a alimentatorului (a se vedea figura 5). În general, un R_tr mare va implica obţinerea unui alimentator cu caracteristică mai abruptă.

Pentru dimensionarea celorlalte mărimi se procedează astfel:

d). Calculul tensiunii inverse maxime a diodelor redresoare:



e). Determinarea curentului mediu redresat maxim de diodele redresoare:






unde m este numărul de alternanţe redresate.

f). Curentul de vârf maxim repetitiv printr-o diodă:



După stabilirea diodei având datele de catalog cel puţin egale cu valorile rezultate aplicând relaţiile (8), (9) şi (10), mai trebuie extras din catalog mărimea IFSM (curentul de suprasarcină maxim). Apoi din caracteristica curent-tensiune a diodei, liniarizată începând din zona curentului de vârf repetitiv i_Dm=8·I_R/m (vezi figura 7), se determină mărimile U_D0 şi rezistenţa dinamică Rd:



După determinarea termenilor R_d şi r_S (r_S din condiţia r_S/Z_Smin < 0,02), se poate calcula valoarea impusă a rezistenţei înfăşurării primare raportată la secundar R_tr cu ajutorul relaţiei (6).

OBS. Curentul efectiv printr-o diodă reprezintă pentru redresorul monoalternanţă şi bialternanţă cu punct de nul, curentul efectiv prin secundarul transformatorului.

g). Determinarea amplitudinii maxime a tensiunii U_S din secundarul transformatorului în gol:




unde:
- U_d reprezintă tensiunea de deschidere a diodei – la siliciu U_d=0,4V – iar p este numărul de diode în serie (la punte p=2);
- λ - căderea relativă de tensiune pe rezistenţa internă a redresorului, definită prin:




unde U_r0=dU[%]*U_C.

h). Valoarea condensatorului C_F se determină din condiţia ωC_FZ_Smin din tabelul 1 sau aplicând formula următoare:



OBS. În realitate, valoarea curentului continuu (I_R) furnizat de redresor nu este egală cu valoarea efectivă a curentului care circulă prin difuzor. Curentul efectiv prin difuzor este cu câteva procente mai mic decât I_S (curentul din secundarul transformatorului) şi aproape de două ori mai mare decât I_R (afirmaţie făcută in ipoteza neglijării curentului de mers în gol a amplificatorului). Această observaţie este foarte importantă la dimensionarea siguranţelor fuzibile conectate pe partea de alimentare a amplificatorului, siguranţe care trebuie să respecte condiţiile impuse de integrala de curent a tranzistoarelor finale şi valoarea curentului nominal I_R.

Energia stocată de C_F se calculează cu relaţia:




Deci energia stocată în condensatorul de filtraj C_F poate furniza energia necesară difuzorului o perioadă scurtă de timp, energie care raportată la o secundă poate permite amplificatorului să debite un anume număr de watti în acest interval de timp. Spre exemplu, un condensator de 10000µF, conectat la 35Vcc, poate asigura timp de o secundă aproximativ 6,125W. Puterea PMPO a fost născocită pornind de la această regulă cu condiţia să calculăm puterea furnizată de capacitorul de filtraj a amplificatorului la 10ms sau 1ms, rezultând un pompos 612,5W PMPO, respectiv 6125W PMPO (bineînţeles firmele producătoare vor rotunji sau chiar mării valorile calculate). Totuşi, raportarea la o perioadă mai mică decât frecvenţa pulsurilor de tensiune redresate (10ms – redresarea bialternanţă, 20ms – redresarea monoalternanţă) conduce la obţinerea unei puteri debitate de amplificatorul audio fără un fundament practic 100% real.

Totodată, valoarea puteri "debitate" de capacitorul de filtraj este proporţională cu frecvenţa amplificată şi cu puterea sursei de alimentare. Pentru amplificatoare audio în special de puteri reduse şi de bandă 100Hz...20kHz, prezenţa unui condensator de filtraj de valoare mare va permite funcţionarea amplificatorului chiar şi câteva secunde după lipsa tensiunii de alimentare.

i). Calculul valorii efective a tensiunii secundarului transformatorului în gol:



j). Valoarea efectivă a curentului din înfăşurarea secundară I_S a transformatorului:
- pentru redresorul dublă alternanţă în punte:




- pentru redresorul dublă alternanţă cu priză mediană:



Formulele (17) şi (18) s-au scris în ipoteza îndeplinirii condiţiei ωC_FZ_Smin=12 şi r_S/Z_Smin < 0,02.

k). Determinarea puterii infăşurării secundare a transformatorului:



l). Calculul puterii primare a transformatorului:




Randamentul transformatorului η_T se adoptă din catalogul producătorului, în funcţie de tipul constructiv: E+I, toroidal etc.

m). Cerinţe impuse pentru dimensionarea înfăşurărilor transformatorului

Alimentarea amplificatoarelor audio cu ajutorul unei surse liniare curent/tensiune pe lângă existenţa unei punţi redresoare corect dimensionată necesită un transformator electric de putere corespunzătoare. Realizarea practică a transformatorului trebuie să respecte:

• o cădere de tensiune sarcină/ mers în gol optimă care să se adopte în funcţie de sarcina minim admisă de amplificator, domeniul de frecvenţă reprodus şi caracteristica de protecţie a amplificatorului (dacă amplificatorul audio este dotat cu un circuit de protecţie la scurtcircuit accidental pe ieşire);
• prima cerinţă enunţată ne impune un domeniu de variaţie a rezistenţei ohmice primare, implicit ne forţează la utilizarea în calculele ulterioare a unei densităţi de curent optime proiectului. Această densitate de curent ne poate ajuta la determinarea temperaturii de funcţionare a transformatorului după care se stabileşte necesitatea unei ventilaţii forţate sau caracteristicile mediului unde transformatorul va avea nevoie de asta.

Aceste deziderate trebuie corelate cu obţinerea unui randament maxim a transformatorului, randament maxim care se obţine atunci când pierderile în fier sunt egale cu pierderile în înfăşurările transformatorului (P_Fe=P_Cu). Practica a arătat că randamentul unui transformator electric nu este constant la variaţia curentului de sarcină. Randamentul ajunge la valoare nominală sau maximă atunci când curentul măsurat atinge 70% din valoare nominală a curentului secundar.

Aşadar, panta caracteristicii redresorului va trebui adoptată şi în funcţie de caracteristica protecţiei la suprasarcină şi/sau scurtcircuit accidental pe ieşire a amplificatorului. Precum am mai spus, materialul sonor nu este sinusoidal şi ca drept urmare încărcarea în curent a înfăşurărilor secundare ale transformatorului nu este atât de pregnantă ca în cazul alimentării printr-un redresor a unui motor de c.c. Ajungem la concluzia că putem adopta caracteristici „puţin mai abrupte" (dU% mai mari) cu obligaţia utilizării unei baterii de filtraj de capacitate sporită şi fără a forţa la sarcini nominale aducerea pe deplin în saturaţie a transformatorului. Această soluţie ne conduce la realizarea unui alimentator cu un raport preţ/performanţă/calitate bun.

În figurile 2 şi 3, datorită faptului că amplificatorul audio însăşi prin funcţionare, mai ales la frecvenţe înalte, necesită comutării rapide ale curentului de sarcină, în paralel cu condensatorul C_F se mai conectează un snubber RC sau un capacitor de valoare redusă (tipic 100nF).

După calculul rezistenţei înfăşurării primare raportată la secundar Rtr cu ajutorul relaţiei (6) aplicăm formula:




unde:

• N1, N2 reprezintă numărul de spire a înfăşurării primare, respectiv secundare, determinate în cadrul etapei de proiectare a transformatorului;
• J1, J2 densităţile de curent ale înfăşurării primare şi secundare. Aceste densităţii de curent se determină din formula (21) şi se impun în cadrul etapei de dimensionare a diametrului conductoarelor înfăşurărilor transformatorului. După caz, dacă este necesar, valorile densităţilor de curent se mai ajustează în funcţie de proiect. Aceste densităţi nu trebuie să fie obligatoriu egale pentru primar şi secundar, aşa cum de regulă se recomandă în diferite referate de calcul a transformatoarelor;
• ρ_Cu - reprezintă rezistivitatea cuprului;
• R_s2 - rezistenţa înfăşurării secundare.

Pentru cei mai comozi electronişti, utilizând formulele prezentate, am realizat un tabel cu cele mai uzuale tensiunii de alimentare (pentru schemele din figurile 2 şi 3), din care se pot extrage elementele constitutive: putere transformator, caracteristici punte redresoare, condensator de filtraj.

În cazul unei alimentării simetrice (fig.3) rezultatele din tabelul 2 se modifică astfel:

• condensatorul C_F se înlocuieste cu doua condensatoare C_F1=C_F2=2*C_F, unde valoarea lui C_F se citeşte din tabelul 2 (C_F1 între ramura pozitivă de alimentare şi masă iar C_F2 se conectează între ramură negativă de alimentare şi masă);
• curentul mediu printr-o dioda I_FAV va fi egal cu I_R, respectiv: I_FRM=8*I_R
• tensiunea U_C redată în tabelul 2 va deveni ±U_C/2.

Deci, pentru determinarea caracteristicilor este suficient să cunoaştem: tensiunile de alimentare ale amplificatorului audio, clasa de operare (A, AB, D...) şi impedanţa minim admisă de amplificator pe ieşire (de regulă 2, 4 sau 8 Ohmi – pentru alte impedanţe şi/sau tensiunii de alimentare se poate aplica uşor operaţia de interpolare).



OBS:

• tabelul 2 ţine cont de valoarea curentului de mers în gol pe diferite clase de operare a amplificatorului. Această valoare reprezintă aproximativ un anume procent din curentul continuu I_R;
• tabelul 2 ţine cont de funcţionarea la Bnom a transformatorului. Dacă se doreşte utilizarea la Bmax atunci se poate utiliza un transformator de aceeaşi putere pentru alimentarea a doua module de amplificare cu condiţia să se dubleze şi valoarea condensatorului de filtraj CF. Acest lucru este posibil ţinând cont şi de cele spuse la pct. h. Funcţionarea la Bmax a transformatorului pentru două montaje stereo de amplificatoare audio este posibilă mult mai lejer şi datorită faptului că comutarea curentului de alimentare de către cele două module de amplificare nu se realizează simultan, asta deoarece semnalul stereo este compus din două semnale „uşor defazate".
• tabelul 2 corespunde cu o anumită aproximaţie condiţiei: ωC_FZ_Smin≈5. Pentru condiţii ωC_FZ_Smin >15 se vor relua calculele cu ajutorul formulelor prezentate.

În cazul amplificatoarelor audio de puteri mari, pentru a realiza o separare mai bună a canalelor, chiar şi în cazul unui defect, dar şi pentru a nu fi forţaţi să utilizăm o singură punte redresoare de curent mare pentru ambele canale, se preferă alimentarea separată a celor doua module de amplificare prin două punţi redresoare, ambele racordate la acelaşi secundar.

Exemplu practic de cablare pentru alimentarea simetrică a unui amplificator audio.



Bibliografie

[1] - Paul R. Gray , Paul J. Hurst, Stephen H. Lewis, Robert G. Meyer - Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, (4th Edition)
[2] - Duncan B. - High Performance Audio Power Amplifiers (1996).
[3] - Dascălu D. ş.a. – Circuite electronice - Ed. Didactică şi Pedagogică, 1981
[4] - Adrian B., Alexandru M., Ilie M., Imre S. ş.a. – Practica Electronistului Amator, Editura Albatros, 1984
[5] - Marty Brown – Power Supply Cookbook (2th Edition), 2001.]]> Mon, 04 Jul 2011 18:36:07 +0000 4c56ff4ce4aaf9573aa5dff913df997a http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/surse-de-energie-alternativa/Cum_controleaza_electronica_eficienta_combustibilului
Pe de altă parte, acest lucru înseamnă că restul de 94% din totalul vehiculelor uşoare vor rula pe "clasicile motoare cu ardere internă". Cu toate acestea maşinile hibride vor rula în majoritatea timpului pe (diminuatele) motoare cu benzină. Acest lucru justifică uşor efortul imens luat pentru îmbunătăţirea eficienţei consumului motoarelor, inclusiv a sistemelor proprii de suport, cum ar fi răcirea şi alimentarea cu combustibil.

Introducerea de sisteme de injecţie directă de înaltă presiune folosind "o cale comună" pentru distribuţia carburanţilor, la mai mult de 1000 de bar, a fost un reper major în evoluţia motoarelor diesel. Motoarele au căpătat astfel o performanţă mai bună şi emisii reduse la un nivel de zgomot mai redus. Bobina injectoarelor permite trei-cinci injecţii pe ciclu, ceea ce contribuie la o distribuţie controlată a presiunii în cilindru, cu scopul de a realiza un motor mai silenţios.

În figura următoare este reprezentat un etaj de putere simplificat de solenoid care foloseşte "două bancuri" ale sistemului CRDI (common rail direct injection). În timp ce injectorul este acţionat pe partea de înaltă de comutatoarele statice QH1A… QH2B, cilindrul individual este selectat de comutatoarele de pe partea de joasa QL1…QL6. Deschiderea rapidă a injectorului este executată de către VS2 prin intrarea în conducţie a comutatoarelor statice aferente. După activarea injectorului cu QH1A/2A, QH1B/2B, menţinerea în stare DESCHIS a injectorului se efectuează cu ajutorul VS1 de la o baterie. Utilizarea a două "bancuri" în două etaje independente de putere, aşa cum se arată în figura 1, permite o flexibilitate mai mare în ceea ce priveşte momentul injectării combustibilului în cilindri, cu scopul de a obţine performanţe mai ridicate. În maşinile de dimensiuni medii şi compacte, sistemele cu un singur banc sunt folosite doar pentru a reduce costurile.


Cu toate acestea, evoluţia continuă. Înlocuirea injectoare solenoid cu tehnologie piezo are mai multe avantaje semnificative. Injectoarele piezo sunt mult mai rapide, reduc timpii morţi şi permit un control mult mai riguros a cantităţi de combustibil injectat. De asemenea, reacţia rapidă va permite mai multe injecţii pe ciclu (până la 15 şi chiar mai mult) prin reducerea variaţiilor rapide de presiune în cilindru şi eliminarea aproape în totalitate a zgomotul tipic diesel.

La începutul lansări în producţie, injectoarele piezo au avut probleme de fiabilitate cu corpul ceramic, dar toate aceste probleme au putut fi în cele din urmă rezolvate prin optimizarea materialului. Astfel, injectoarele piezo au ajuns la maturitate.


În figura 2 este exemplificat arhitectura generală a unui modul piezo cu injecţie directă. În acest caz, este vorba de o semi-arhitectura rezonantă unde sarcina capacitivă a injectorului şi bobina serie formează un circuit oscilant. Aceasta arhitectura este în producţie ridicată de ani de zile. Multe sisteme de pe piaţa de astăzi utilizează arhitectura CRDI, pentru injectoare piezo, care au nevoie de mai multe componente, dar sunt mai uşor de controlat şi necesită o complexitate mai scăzută în ceea ce priveşte software-ul.

Ţinând seama numai de părţile componente, diferenţa majoră dintre sistemele cu injecţie directă şi piezo este în mod semnificativ o tensiune mai mare de operare. În timp ce sistemele cu solenoid funcţionează până la 120V (tensiune boost VS2), sistemul piezo are nevoie de impulsuri de 250V…350V. Pentru ambele arhitecturi Fairchild Semiconductor oferă comutatoare statice de putere în tehnologie planară şi trench, precum şi redresoare.

Din punct de vedere arhitectural, unităţile de control (ECU) a motoarelor pe benzină şi motorină sunt foarte asemănătoare. La motoarele pe benzina, orificiu sistemului de injecţie clasic a fost înlocuit cu injecţia directă de înaltă presiune. Diferenţa majoră între ECU pentru motoarele diesel şi benzină este puterea necesară de ieşire în etajul driver a injectorului şi sistemul de operare. Controlul foarte precis a cantităţi combustibilului injectat prin injecţie directă Piezo permite o stratificare definită a amestecului de aer-combustibil în cilindru. Rezultatul este nesemnificativ dar reduce consumul de combustibil. Pe de altă parte, este destul de dificil să se aprindă un amestec foarte slab de aer-carburant şi există, de asemenea, riscul ca arderea să fie incompletă (combustie neomogenă). Pentru a depăşi această provocare, este necesară multi-aprinderea prin scânteie care trebuie efectuată mai ales la rotaţii scăzute sau când motorul e rece. La adresa acestor provocări Fairchild a dezvoltat familia de tranzistoare IGBT EcoSPARK (Ignition IGBTs), care pot oferi o tensiune de saturaţie mică la cea mai mare capacitate de energie disipată pe unitatea de suprafaţă din industrie.

Dar care comutator static (MOSFET sau IGBT) este mai bun fără o interfaţă corespunzătoare între circuitul de control şi comutator? Din acest motiv Fairchild a creat familia de drivere de înaltă tensiune FAN708x, care pot fi direcţionate spre aplicaţii de control a injecţiei directe. Aceştia au construit HDG4, un proces dedicat de înaltă tensiune, cu izolarea galvanică. Folosind un brevet de invenţie au pus la punct o metodă de realizare a unor drivere mai puţin sensibile la zgomot decât dispozitivele concurente, admit tensiunii tranzitorii negative mai mult de -10V şi prezintă cel mai mic curent rezidual (repaus) din industria caracteristica. În plus, timpul de întârziere şi pragurile sunt aproape independente de temperatură eliminând eventualele variaţii în ciclul de execuţie a aplicaţiei, care pot cauza variaţii ale cantităţi de combustibil injectat.

Pentru a evita suprapunerea comutaţiei în etajul de putere, FAN7080 include o funcţie programabila a timpului mort. Suprapunerea comutaţiei în etajul de putere nu numai va reduce eficienţa acestuia ci este şi un potenţial risc pentru comutatoarele statice, care vor trebui să evite acest regim şi din motive EMI. Cu toate acestea, timpul mort controlează doar direcţia curentului în etajul de putere şi evită creşterea puterii disipate de tranzistoare peste cea maximă admisă, contribuind astfel la menţinerea, în limite admise, a mediei timpului de bună funcţionare a etajului. Datorită dispersiei caracteristicilor tranzistoarelor, prezenţa timpului mort este inevitabilă iar cea mai mică valoare a sa poate fi combătută prin includerea in etajul de putere, în drena sau sursa tranzistoarelor, a unor rezistenţe de valoare ohmică scăzută. Dacă nu sunt luate în considerare aceste măsuri, inclusiv diminuarea timpului mort, se poate compromite sau chiar reduce drastic fiabilitatea tranzistoarelor. Reţineţi, de asemenea, că tensiunea de autoinducţie generată de bobinele injectorului generează un curent invers prin corpul tranzistorului şi ca atare, şi acest aspect va trebui luat în considerare! O atenţie specială trebuie acordată şi PCB-ului. Experienţa arată că, în cele mai multe cazuri, atunci când clienţii se plâng de fiabilitate nesadisfăcătoare a etajului de putere şi eşecurile neexplicabile ale pornirii motorului, o dispunere necorespunzătoare a componentelor pe circuitul imprimat (PCB) şi un management termic defectuos, sunt de cele mai multe ori cauza principală.


În figura 3 este prezentat un exemplu de circuit H-bridge conectat pe sarcina inductivă. Dacă Q2 şi Q3 sunt în saturaţie atunci curentul de sarcină parcurge aceste tranzistoare. Curentul se anulează prin aceste tranzistoare atunci când Q1 şi Q4 sunt saturate. Tranzistoarele impun direcţia curentului prin inductanţă. Pe parcursul timpului mort, curentul (IOFF) se scurge de la sol prin diodele tranzistoarelor Q1 şi Q4. În clipa când Q2 şi Q3 intră din nou în saturaţie, un supracurent va circula prin corpul diodei tranzistorului Q1 şi Q3. Acest curent invers reprezintă un stres semnificativ pentru Q3, pentru că trebuie să absoarbă tensiunea inversă tranzitorie apropiată de potenţialul VBIAS. Altfel spus, în acest timp, tranzistorul Q3 spunem că este solicitat în tensiune.

Presupunând că tranzistorul Q3 poate tolera aceste supratensiuni, există un alt risc: dacă curentul invers se întrerupe brusc, nodul A se apropie de potenţialul pământului şi va fluctua faţă de masă ca rezultat a parazitării circuitului. Această fluctuaţie poate distruge etajul de ieşire, în cazul în care este permis să depăşească valorile maxime admise. Controlul corespunzător a layout-ului PCB-ului, prin realizarea unor planuri de masa de impedanţă scăzută, trasee separate de masă pentru driver şi partea de forţă, precum şi adăugarea unor rezistoare în grila tranzistoarelor (RGATE) şi pe linia de referinţă a sursei (RSOURCE), va rezolva această problemă.

Un proiect PCB bun va avea poarta driver-ului amplasată cât mai aproape de grila tranzistoarelor de putere prin intermediul unui traseu de cel mult 1 inch lungime. Atunci când se utilizează placi separate pentru etajul de putere şi de control, traseele de comandă pe poartă a tranzistoarelor nu vor trece NICIODATA prin aceeaşi conectori (ideal ar fi sa nu avem comanda prin conectori). În cazuri extreme, introducerea unui circuit snubber poate fi necesar pentru a preveni suprasolicitarea aparatului.

De asemenea, o contribuţie semnificativă la consumul de combustibil este legată şi de funcţiile suplimentare ale motorului. Prin înlocuirea componentelor mecanice cu sisteme electrice randamentul ar putea fi în continuare îmbunătăţit. Folosirea unui ventilator cu motor brushless pentru răcirea motorului, un control precis şi creşterea debitului de aer, va permite reducerea volumului lichidului de răcire a motorului termic. Acest lucru va conduce la o variaţie în limite mult mai strânse a temperaturii de funcţionare a motorului termic. Micşorarea variaţiei temperaturii de funcţionare va reduce emisiile şi va creşte durata de viaţa a motorului. O altă contribuţie vine de la utilizarea unui sistem electric pentru controlul pompei de răcire. Doar introducerea ventilatoarelor cu turaţie reglabilă, optimizate pentru răcirea motorului, poate reduce consumul de carburant al unui automobil de dimensiune medie cu circa 3% [1].

În cele din urmă, ce îmbunătăţiri globale s-au realizat sau se pot obţine pentru gestionarea corectă şi îngrijită a motorului termic ?

Noul motor diesel Citroen C6 DPFS240 dezvoltă 177kW la 3800rpm, în creştere cu 18%. Cuplul este de 422Nm la 1500rpm, care este cu 17% mai mare decât la motorul de generaţia anterioară. În acelaşi timp, consumul de carburant şi emisiile de CO2 sunt reduse cu 15% [2] Motorul E240CGI de la Mercedes-Benz în noul E-Class produce 150kW şi 310Nm, cu 26% mai mult faţă de unităţile V6 produse anterior, cu un consum de combustibil şi a emisiilor de CO2 redus cu mai mult de 20% [3]. Acest fapt conduce la concluzia că eforturile întreprinse de inginerie nu au fost în zadar. Automatizarea electronică a sistemului de control şi a funcţiilor direcţiei, cum ar fi puterea si controlul temperaturii, sunt reperele prezente şi viitoare pentru îmbunătăţirea randamentului total general.

Bibliografie:

• [1] Automobilindustrie, No.6, 1998 (1) Automobilindustrie, nr.6, 1998
• [2] ATZ online, June 2009, www.atzonline.com (2) ATZ online, iunie 2009, www.atzonline.com
• [3] Automotive engineering, June 2009, p.7 (3) Engineering Automotive, iunie 2009, p.7
• [4] http://www.automotivedesignline.com

]]> Sun, 03 Jul 2011 14:52:13 +0000 76dc611d6ebaafc66cc0879c71b5db5c http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/masurari-electrice-si-electronice/Ecranarea_electromagnetica_in_tehnica_masurarilor_electrice
În articolul de faţă se prezintă diferite tehnici de ecranare pentru protecţia semnalului util împotriva interferenţei electromagnetice variabile, existente în staţiile de încercări. Domeniul de investigare se extinde, în general, la construcţii electrotehnice, ale căror dimensiuni lineare se situază sub lungimea de undă a câmpului electromagnetic, iar ca aplicaţii se au în vedere; instalaţiile încapsulate, miezul feromagnetic considerat drept concentrator de câmp, şuntul coaxial ecranat şi instalaţii complexe pentru măsurarea fenomenelor rapide.

1. Ecranarea în tehnica măsurărilor Nivelul semnalelor utile provenite de le convertoarele de măsură (şunturi coaxiale, divizoare de tensiune, traductoare de mărime), din tehnica curenţiilor intenşi se situează între câţiva milivolţi şi câţiva volţi. Aceste semnale sunt transferate aparatelor de măsură şi prelucrare (osciloscoape cu memorie, cu eşantionare, calculatoare) în condiţiile existenţei unor puternice câmpuri electromagnetice provenind de la curenţi de ordinul kiloamperilor, care parcurg instalaţii în serviciu normal sau în condiţii de încercare ca şi de la obiectele supuse unor tensiuni până la câţiva megavolţi.

În vederea stabilirii performanţelor unui aparat sau maşină electrică este necesar ca, la încercare, câmpul electromagnetic intens să nu modifice semnalul util. Având în vedere şi nivelul redus de tensiune care produce declanşarea sau bascularea circuitelor electronice, este necesar ca aceste procese să nu fie iniţiate chiar de semnale de interferenţă provenind din instalaţii banale cum sunt pentru aprinderea sau stingerea lămpilor electrice, pornirea sau oprirea unor servomotoare, comutaţia în circuitele cu semiconductoare comandate.

2. Surse de interferenţă


În sensul tehnicii măsurărilor, prin interferenţă se înţelege deformarea (modificarea) semnalului util datorită câmpurilor electromagnetice perturbatoare. Circumstanţele în care apare semnalul de interferenţă sunt provocate în mare măsură de incompatibilitatea dintre tehnica măsurărilor şi tehnica curenţiilor intenşi, care impune măsuri pentru limitarea tensiunilor periculoase (de electrocutare). Astfel se pot menţiona următoarele aspecte:


Conectarea la pământ a convertorului de măsură (şunt, divizor, traductor de mărime). În scopul obţinerii unui semnal la un potenţial cât mai puţin diferit de potenţialul pământului, una din extremităţile convertorului de măsură (şunt, divizor) se leagă la pământ. Chiar dacă se măsoară o mărime neelectrică, cum ar fi temperatura, convertorul poate fi pus la potenţialul pământului. Astfel, dacă se măsoară temperatura unei conducte îngropate în pământ, prin punctul de sudură a termocuplului, aparatul de măsură capătă potenţialul pământului.

Conectarea la pământ a aparatului de măsură. Carcasa aparatului, care în mod normal de funcţionare nu se află sub tensiune, se conectează la pământ. În cazul unui defect de izolaţie sau al unui montaj incorect, se evită astfel eventuala electrocutare a operatorului care ar atinge carcasa aparatului de măsură.

Conectarea la pământ a neutrului transformatorului de putere. Aparatele de măsură şi prelucrarea semnalului util (osciloscoape, calculatoare) sunt alimentate monofazat, din reţeaua de distribuţie, adica cu un conductor activ şi un conductor de nul, în vederea diminuării tensiuni de lucru. Neutrul transformatorului de putere, la care se conectează conductorul de nul este legat la priza de pământ a postului de transformare.
În figura 1 s-a reprezentat o schemă defectuoasă, din punct de vedere a interferenţei, pentru măsurarea curentului intens "i", cu variaţii rapide de timp. Şuntul S este un convertor de mărime; la bornele lui se obţine un semnal în tensiune de 5mV – 5V proporţională cu intensitatea curentului. Una din bornele şuntului este conectată la pământ. Semnalul util este transmis, prin cablul coaxial CC la aparatul de măsură AM, care poate fi un osciloscop cu memorie. Cu impedanţa caracteristică ZC, se realizează adaptarea cablului spre aparatul de măsură, care de altfel are o impedanţă de intrare de 1MW. Alimentarea aparatului de măsură AM se realizează prin intermediul transformatorului de reţea, care la rândul său este alimentat între o fază şi conductorul de nul, de la transformzztorul de putere care se află într-un post de transformare. Neutrul N al transformatorului de putere este conectat la priza de pământ din postul de transformare.

Datorită conductivităţii aleatoare a solului, a modului de realizare a prizelor de pământ şi a curenţiilor vagabonzi din sol, prizele de pământ P1, P2, P3 nu se află la acelaşi potenţial. Acest aspect este transferat in schema prin tensiunile electromotoare e1, e2 in schema din figura 0.1 se formeaza trei ochiuri si anume: de valoare 1-5V. se observa ca:

• ochiul O1 se inchide prin pamânt si ecranul cablului coaxial;
• ochiul O2 se formeaza pe linia de alimentare cu energie electrica;
• ochiul O3 se formeaza prin intermediul capacitatii parazite C2 existente între primarul şi secundarul transformatorului de reţea.<!--[endif]-->

În schema din figura 1 principala cauză a interferenţei o constittuie conectarea la priza de pământ P2 a carcasei aparatului de măsură AM. Pe schema menţionată pot fi indentificate următoarele efecte de interferenţă:

• Curentul "i", care se măsoară, produce în ochiul O1 fluxul magnetic variabil f1, care determină trecerea unui curent prin ecranul cablului coaxial;
• Fluxul magnetic variabil f2, produs de curenţii care trec prin conductoarele apropiate ochiului O1, determină trecerea unui curent prin ecranul cablului coaxial;
• Tensiunea electromotoare e1 (prizele P­1 şi P2 nu sunt la acelaşi potenţial) determină trecerea unui curent prin ecranul cablului coaxial;
• Fluxul magnetic variabil f3 în ochiul O2 transferă în aparatul de măsură, prin inducţie electromagnetică şi cuplaje capacitive (de exemplu C1, C2) semnale de interferenţă;
• Fluxul magnetic variabil f4, ce apare în ochiul O3 poate transfera semnale de interferenţă în aparatul de măsură prin intermediul capacităţilor parazite;
• Tensiunea electromotoare e2 (prizele de pământ P2 şi P3 nu se află la acelaşi potenţial) determină apariţia unui semnal de interferenţă datorită faptului că prin carcasa aparatului trece un curent variabil;
• Impedanţa de cuplaj a cablului coaxial. În figura 0.2 s-a prezentat schema electrică necesară definirii impedanţei de cuplaj. Prin ecranul cablului coaxial se trece curentul alternativ I(w) de pulsaţie w. Una din extremităţile cablului coaxial de lungime "l" fiind scurtcircuitată la extremitatea liberă se măsoară tensiunea U(w). Apariţia acestei tensiuni se atribuie capacităţii existente între conductorul central şi ecranul cablului coaxial ca şi imperfectei ecranări oferită de împletitura metalică a ecranului. Se defineşte astfel impedanţa de cuplaj a cablului coaxial Z(w) = U(w) / I(w).

În mod similar se poate defini şi o impedanţă de cuplaj a aparatului de măsură, observând că la trecerea unui curent de pulsaţie "w" prin carcasa aparatului apare un semnal de interferenţă la borna de intrare a aparatului.
În vederea eliminării interfernţei se practică următoarele măsuri tehnice:

• Anularea legăturii la pământ a aparatului de măsură (de exemplu: osciloscop). Se urmăreşte astfel să se anuleze curenţii perturbatori din ecranul cablului coaxial şi cei care trec prin carcasa aparatului de măsură. Aparatul de măsură va primi potenţialul pământului prin ecranul cablului coaxial, care la extremitatea spre convertor, este conectat la pământ.
• La unele aparate, cum sunt voltmetrele digitale, ambele borne de intrare de măsură sunt izolate fată de carcasă. Astfel apar bornele de mâsură "high", "low" şi " earth".
• Folosirea transformatorului de izolare ecranat cu capacitate minimală între înfăşurarea primară şi cea secundară.
• Utilizarea unei celule de filtrare plasată între transformatorul ecranat şi aparatul de măsură.
• Folosirea unei cabine ecranate în care este plasat aparatul de măsură.
  Ansamblu acestor măsuri este schematizat în figura 3.

3. Transformatorul de izolare ecranat.

În figura 4 este prezentată schema electrică a transformatorului de izolare T2 care ocupă poziţia 1 în figura 3. În principiu, prin introducerea acestui transformator, se urmăreşte separarea galvanică între sursa de alimentare şi aparatul de măsură şi realizarea unei capacităţi minime (3 – 4pF). Între primarul şi secundarul transformatorului T2. Transformatorul T1 se află în postul de transformare.

• Neutrul acestui transformator este legat la priza de pământ a postului. Transformatorul de izolare are trei ecrane şi anume:

• EC1 – pentru ecranarea miezului fieromagnetic;
• C2 – pentru ecranarea înfăşurării primare. Una din extremităţile înfăşurării primare se conectează la conductorul de nul (0) al cordonului de alimentare. Tot în acest punct se conectează şi ecranul înfăşurării primare.
• EC3 – pentru ecranarea înfăşurării secundare. Punctul median al înfăşurării secundare se conectează la acest ecran;

• Datorită faptului că înfăşurările primară şi secundară sunt conectate la ecranele respective capacităţile parazite CP şi CS sunt reduse la minimum.

Acestea sunt de tipul trece jos, în sensul că prezintă o impedanţă redusă la frecvenţa de alimentare a aparatului de măsură. În acelaşi timp curenţii de interferenţă, de frecvenţă înaltă, care circulă de la reţea la aparat, sau de la aparat la reţea sunt amortizaţi. În general, filtrele de reţea sunt construcţii.


Schema electrică a unui filtru standard este dată în figura 5 şi asigură funcţionarea eficientă atât în regim simetric cât şi în regim asimetric. Este esenţial faptul că inductivitatea L ˝ este compensată la curentul absorbit de aparat de la reţea. Pe un miez toroidal de ferită sunt bobinate două înfăşurări, cu un număr egal de spire, astfel încât solenaţia curentului de ducere "anulează" pe aceea a curentului de întoarcere. Anularea nu este totală din cauza câmpului magnetic local de dispersie.


Funcţionarea simetrică (fig. 6.1). La această funcţionare semnalul (curentul) perturbator parcurge filtru ca şi curentul cerut de către aparat de la reţea. În figura 6 este prezentat modul de funcţionare a bobinei, care este compensată şi pentru semnalul perturbator precum şi schema electrică echivalentă a filtrului. Din acest filtru rămâne, cu elemente active, un cuadripol în p în care inductivitatea Ld, aceea de dispersie, iar condensatoarele sunt C1 şi C2.

Funcţionarea asimetrică (fig 6.2). La această funcţionare semnalul perturbator parcurge filtru în acelaşi sens pe cele două căi principale şi se întoarce prin conexiunea de împământare. În figura 1.5 este prezentat modul de funţionare a bobinei, care prezintă inductivitatea L ˝ (pentru semnalul perturbator) ca fiind suma inductivităţiilor celor două înfăşurării plasate pe acelaşi miez de ferită. Condensatoarele active sunt C3 si C4.
Verificarea eficienţei, în sensul atenuării frecvenţelor înalte de la sau spre aparat, se efectuează cu ajutorul unui generator de semnal de undă sinusoidală cu bandă de 0,01Hz – 100MHz, în acord cu standardul CISPR, şi cu schemele de încercare din figura 6.3. În această figură varianta "A" se refreră la încercarea simetrică, varianta "B" la încercare nesimetrică iar varianta "C" la încercare asimetrică. Performanţele filtrului se referă la atenuarea obţinută în schemele din figura 6.3 şi la comportarea la impulsuri repetate.


5. Efectul de ecranare electromagnetică

În regim electrostatic anularea într-un domeniu vΣ a câmpului electrostatic produs din exteriorul suprafeţei Σ, se obţine prin metalizarea suprafeţei; similar, o folie feromagnetică Σ de permeabilitate infinită anulează în domeniul vΣ câmpul magnetic staţionar produs din exteriorul lui Σ şi constituie un ecran magnetic.

Fie un conductor masiv v_Σ situat în câmp magnetic variabil în timp produs din exteriorul conductorului. Repartiţia curenţilor turbionari induşi în conductor, respectiv pătrunderea cămpului magnetic, se poate analiza calitativ după modul de refulare a curentului. Dacă suprafaţa Σ e convexă cu normală peste tot continuă şi ρ_min este cea mai mică din razele de curbură ale acesteia, constanta lui Dwight-Slepian are expresia:
η=(π·f·μ·σ·ρ²_min)^1/2


Odată cu creşterea lui η, prin urmare fie a lui f, μ, σ şi ρ_min, mărimile câmpului electromagnetic în interiorul conductorului scad, iar la valori foarte mari ale acestora (refulare netă) câmpul magnetic şi densitatea de curent sunt nule. În regim de refulare netă, pătrunderea câmpului electromagnetic în lungul normalei interioare, pentru orice punct de pe suprafaţa Σ are loc la fel ca în semispaţiul conductorului; ca urmare, dacă se consideră o folie conductoare având forma Σ şi grosimea g după normala interioară egală cu aproximativ 3-4 ρmin (figura 1.9b), câmpul magnetic în interiorul foliei se anulează. În aceste condiţii folia conductoare Σ constituie un ecran electromagnetic. În aplicaţiile practice interesează o ecranare electromagnetică parţială, adică o reducere a câmpului magnetic în domeniul vΣ, în raport cu câmpul magnetic care ar exista în lipsa ecranului.

Problema ecranării electromagnetice este o problemă de câmp electromagnetic în regim cvasistaţionar, pătrunderea câmpului în domeniul ce urmează a fi ecranat depinzând în afară de f, m, σ şi de forma şi dimensiunile ecranului, prin urmare de grosimea acestuia. Eficienţa unui ecran din punctul de vedere al reducerii câmpului magnetic inductoric se apreciază cu mărimea adimensională numită factor de ecranare electromagnetică keu definit de raportul dintre componentele câmpului magnetic inductoric HI în prezenţa ecranului He şi în lipsa acestuia, ambele după orientarea "v", keu =H_Iu/ H_eu.






6. Alternative optoelectronice pentru eliminarea interferenţei


La transferul semnalului de măsură prin intermediul cablului coaxial, se stabileşte o legătură galvanică între senzorul de mărime şi aparatul de măsură, ceea ce atrage după sine numeroase posibilităţii de interferenţă. Principalele măsuri ce se recomandă în vederea eliminării interferenţei la folosirea cablului coaxial au fost prezentate în capitolul 1.



O alternativă a utilizării cablului coaxial o constituie separarea galvanică a senzorului de mărime de aparatul de măsură şi transferarea informaţiei cu ajutorul unui chip numit optocuplor sau cu ajutorul unui sistem optoelectronic în care linia de transmisie joacă un rol esenţial. În acest mod semnalul electric, provenit de la senzorul de mărime, este convertit în semnal optic, care la rândul său este reconvertit în semnal electric. Această tehnică permite atât eliminarea interferenţei, datorită ochiurilor electrice, cât şi măsurarea unor mărimi electrice sub potenţial mult diferit faţă de potenţialul pământului.

Componentele fizice ce intră într-un asemenea lanţ de măsurare, în afara senzorului de mărime şi a aparatului de măsură, sunt:

• dioda cu luminiscenţă;
• dioda laser;
• fotodioda;
• fototranzistorul;
• linia optică.

6.1 Conversia optoelectronică în semiconductoare


Semiconductoarele folosite la conversia semnalului electric în semnal luminos (în diode cu luminiscenţă şi diode laser) aparţin grupelor III şi V din tebelul periodic al elementelor, de exemplu GaAs, AlAs, InP. Semiconductoarele folosite la conversia semnalului optic luminos în semnal electric aparţin aceloraşi grupe III şi V dar se folosesc şi Si şi Ge în anumite condiţii.

Semiconductoarele sunt caracterizate prin faptul că posedă două nivele energetice pentru electroni şi anume banda de valenţă şi banda de conducţie, schiţate în figura 9.

Între cele două nivele există diferenţe de energie Eg. Mecanismele de interacţiune cu lumina (fotonul) sunt de trei tipuri şi anume: a). Absorţia (fig.9A). Energia fotonului W=hn serveşte la trecerea unui electron din banda de valenţă (unde lasă un gol) în banda de conducţie, cu condiţia hn>E_g
b). Emisia spontană sau luminiscenţa (fig.9B), apare dacă în banda de conducţie se află prea mulţi electroni. În acest caz un electron cade spontan într-un gol, situat în banda de valenţe şi eliberează un foton a cărui energie este egală cu W= hn. Acest proces se mai numeşte şi recombinaţie radiantă.
c). Emisia stimulată. Apare dacă emisia de fotoni, destinată a produce recombinaţia radiantă, este excitată. Lumina emisă este ca lungime de undă şi fază identică cu lungimea de undă şi fază excitantă.

Corespunzător celor trei tipuri de procese există componente optoelectronice de tipul: fotodioda, fototranzistorul, dioda cu luminiscenţă şi dioda laser.

Ambele efecte – emisia spontană şi emisia stimulată – se pun în evidenţă prin injecţia de purtători de sarcină minoritari într-o joncţiune de tip "pn" cu ajutorul unei surse externe de purtători de sarcină. În acest caz purtătoi de sarcină minoritari se combină cu cei majoritari existenţi în joncţiune şi astfelse elaborează fotoni, adică energie radiantă.


6.2 Componente optoelectronice

6.2.1 Fotodioda. Dacă fotoni cu energie hn>Eg pătrund în diodă, sunt generate perechi de electron – gol de ambele părţi ale joncţiuni "pn". Energia excedentară hn - Eg este transformată în căldură. Cămpul electric existent în spaţiul cu sarcini electrice respinge purtătorii de sarcină majoritari şi atrage purtătorii de sarcină minoritari, creaţi de acţiunea fotonilor şi anume golurile sunt antrenate din partea "n" în partea "p", iar electronii din partea "p" în partea "n". În acest mod se separă purtătorii de sarcină şi în circuitul exterior apare un curent electric (efect fotovoltaic). Purtătorii de sarcină din alte regiuni, pentru a produce efect luminos, mai întâi trebuie să difuzeze în spaţiul cu sarcini şi apoi vor fii antrenaţi. Dacă se produce o recombinare gol – electron aceasta înseamnă o pierdere pentru fotocurent.

6.2.2 Fototranzistorul. Din punct de vedere al structurii, fototranzistorul corespunde fotodiodei la care se adaugă ca amplificator un tranzistor. Cum lungimea de undă a difuziei Lp a golurilor în regiunea n+ este mică, cea mai mare contribuţie la formarea fotocurentului primar ICB al diodei colector – bază, este oferit numai de regiunile "p-n". Astfel se explică faptul că fotosensibilitatea fototranzistorului epitaxial este , în comparaţie cu aceea a fotodiodei, mai mică pentru lungimi de undă mari.

6.2.3 Dioda cu luminiscenţă (fotoemisivă). Esenţial pentru producerea unei recombinaţii radiante este obţinerea unui cristal de mare perfecţie. Un cristal imperfect posedă centre neradiante. În scopul obţinerii perfecţiuni menţionate, joncţiunea "p – n" este realizată cu creştere epitaxială, ce are loc la temperaturi sensibil mai mici decât punctul de topire a semiconductorului component. În acest mod se reduce dezordinea cauzată de procesele termice ale topirii.

6.2.4 Dioda cu luminiscenţă (fotoemisivă) cu laser. Aceasta este un semiconductor care emite o radiaţie coerentă cu o lungime de undă care depinde de materialul semiconductorului. Diodele laser fabricate sunt realizate cu GaAs şi (GaAl)As şi emit în infraroşu cu lungimea de undă de 800nm şi 900nm. În staţiile de încercări de mare putere, dioda cu laser este folosită la comanda, de la potenţialul pământului, a eclatoarelor cu trigger, aflate la potenţial foarte înalt faţă de pământ.Sunt două condiţii pentru obţinerea emisiei stimulate. Prima condiţie constă în generarea unei inversiuni de populaţie în zona activă a diodei, ceea ce se realizează prin injecţia de purtătorii minoritari în joncţiunea "p – n". A doua condiţie constă în aceea că radiaţia să fie generată într-o cavitate astfel ca unda electromagnetică să fie amplificată când trece prin cavitate.

6.3 Cuplorul optoelectronic

Acesta se prezintă sub forma unui integrat care cuprinde o diodă cu luminiscenţă şi o fotodiodă sau un fototranzistor, după cum se observă din figura de mai jos.


Acestă structură permite transferul unui semnal între două circuite separate galvanic cu diferenţă de potenţial de câteva mii de volţi. Dioda emisivă este de tip GaAs şi emite în domeniul infraroşu. La diferenţe de potenţial mari şi temperatură mare are loc, între transmiţător (dioda luminiscentă) şi receptor (fototranzistor), un transport cu ioni cu rezultatul că suprafaţa izolantă (în special a fototranzistorului) se încarcă cu sarcini, ceea ce alternează funcţionarea cuplorului.

În scopul eliminării acestor sarcini, un ecran transparent care reţine ionii (TRIOS) este depus pe suprafaţa tranzistorului. Banda de frecvenţă transferată printr-un optocuplor este limitată de timpul de ieşire din conducţie al fototranzistorului. În timp ce la stabilirea conducţiei capacitatea Miller se încarcă relativ rapid, descărcarea se realizează prin zona de mare rezistenţă între bază şi emitor.

Această descărcare durează, dacă nu se iau măsuri suplimentare, până la 100ms. Dacă însă în paralel cu bază – emitor se conectează o rezistenţă, prin aceasta va trece un curent suplimentar care descarcă capacitatea Miller. Această rezistenţă micşorează durata de comutaţie cu cât valoarea ei este mai mică dar, pe de altă parte, conduce şi din curentul fotonic şi prin aceasta se micşoreză raportul de transfer al optocuplorului.
Schema din figura 12 corespunde funcţional schemei din figura 10, dar datorită integratelor interfaţă, numărul componentelor este mai redus. Cu ambele aceste scheme se pot transfera frecvenţe de 100 – 300KHz. Schema din figura 13 transferă banda de 100KHz. În această schemă rezistenţa de intrare a fototranzistorului este redusă corespunzător unui tranzistor în conexiune emitor comun (1 – 5kΩ).

7. Măsurarea curentului sub potenţial flotant

În mod normal, măsurarea curentului se efectuează cu ajutorul şuntului coaxial, acesta având o bornă legată la pământ. Semnalul util este de câţiva volţi şi deci transmiterea lui la oscilograf nu ridică probleme de izolaţie dar ridică probleme de interferenţă. Dacă se doreşte a se măsura un curent (sau altă mărime) sub potenţial (mare) flotant faţă de pământ şi în acelaşi timp se urmăreşte a se elimina interferenţele datorită cuplajelor electromagnetice, se recurge la un sistem care include drept linie de transmisie o linie optică.
În figura 14 se prezintă o schemă de principiu pentru o asemenea instalaţie. Emiţătorul se află sub potenţial înalt. Semnalul util, provenit de la un şunt coaxial, soseşte printr-un cablu cu dublă ecranare. Acest semnal este preamplificat, trece apoi printr-un adaptor şi apoi la un convertor tensiune frecvenţă. Excitarea generatorului de lumină se efectuează prin intermediul unui monostabil. Semnalul luminos este transferat unei linii optoelectronice care face legătura cu un receptor.

Receptorul se află practic la potenţialul pământului. Semnalul luminos, primit prin linia opto – electrică, excită o fotodiodă (sau fototranzistor) şi apoi trece într-un convertor frecvenţă – tensiune. După o filtrare şi un amplificator de aducere la zero, semnalul electric este disponibil la nivelul tensiuni de 1V.

Alimentarea emiţătorului se realizează dintr-un acumulator, aflat sub potenţial înalt. Banda de frecvenţă a sistemului este de 50kHz.

Bibliografie

Gheorghe Ortopan, I. O. Vasile, S. Niţu – " Ecranarea electromagnetică în tehnica curenţilor intenşi" – Editura Tehnică, Bucureşti, 1990
C. I. Mocanu – " Teoria câmpului electromagnetic" - Editura Didactică şi Pedagocică, Bucureşti, 1981
C.I.Mocanu – " Teoria circuitelor electrice" – Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1979
M. Antoniu – "Măsurări electronice", Editura Satya, Iaşi, 1997]]> Mon, 11 Oct 2010 19:07:13 +0000 73278a4a86960eeb576a8fd4c9ec6997 http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/forum/Calculul_simplificat_al_preamplificatoarelor_audio


Pentru început, considerăm că ne interesează o amplificare de aproximativ 10 cu o impedanţă de intrare de cel puţin 30 kOhmi şi o impedanţa de ieşire de 10 Kohmi.
Este cunoscut faptul că amplificarea este raportul dintre tensiunea de ieşire şi tensiunea de intrare, iar la etajele cu emitorul comun aceasta nu depinde practic de tranzistor ci de produsul S*RS, unde S reprezintă panta tranzistorului iar Rs rezistenţa de sarcină a etajului.
Rezistenţa RE2 nu intervine în calcul, avînd în paralel un condensator de mare capacitate CE, singurul element de circuit care influenţează fiind rezistenţa RE1 care introduce o reacţie negativă.
Deci, se poate aproxima:

Această relaţie este destul de precisă pentru amplificării mari în tensiune. Ca să se asigure impedanţele de intrare şi ieşire impuse, ca să avem un zgomot de fond mic şi bune performanţe la frecvenţe înalte, alegem un curent de colector IC destul de mic (în general, pentru obţinerea acestor performanţe, se recomandă curentul de colector între 0,2 şi 1mA).

Pentru ca tensiunea de ieşire UE să fie cât mai mare urmărim ca la bornele rezistenţei de sarcină RS tensiunea continuă să fie jumătate din tensiunea de alimentare, E/2, unde E = 12Vdc.

Adoptăm un curent de colector IC = 0,5 mA şi UC = E/2= 6V. În acest caz:

de unde rezultă:


Fără a comite o mare eroare considerăm că: Ic = IE*RE1. Practic, RE1 se alege Rc/10. Rezultă:

Atunci: RE1*IC = 1,2 kOhm * 0,5 mA = 0,6V.

Când temperatura la colector creşte, curentul tinde să crească iar potenţialul său să scadă. În aceste condiţii tensiunea continuă la bornele rezistoarelor RE1 şi RE2 creşte, compensând deriva termică, aceasta numai dacă potenţialul de emitor este suficient de mare. Dacă presupunem că tensiunea la bornele lui RE2 = 1V, rezultă că:



Condensatorul CE se alege aşa fel încât să aibă o reactanţa mai mică de cel puţin 10 ori faţă de rezistenţa totală din emitor, deci de aproximativ:



la frecvenţa de trecere din partea inferioară a benzii (în cazul nostru 10 Hz). Aplicând formula:


Punctul de funcţionare a tranzistorului se stabileşte din rezistoarele montate în bază. Dar:
După aceea aplicăm teorema divizorului de tensiune şi rezultă:

Ca să avem un regim stabil de funcţionare, curentul prin R2 trebuie să fie de 10 ori mai mare ca IB­­. În mod uzual, tranzistoarele amplificatoare de tensiune au un factor de amplificare în jur de 100 sau chiar mai mult. În exemplu nostru, vom adopta: β=hFe=100.

{IPSText::truncate( $record[ $data['special']['content'] . '_value' ], 1000 )}
<br />
<a href='{$record['record_link']}' class='read_more'>Read More →</a>



Ştiind că:


Rezultă că:


Ţinând cont de condiţiile de stabilitate a tensiunii de bază, vom avea:


Apoi se determină rezistenţa R2:


Rezistenţa R1 se determină cu ajutorul formulei (9):



Reactanţa condensatorului de intrare se alege mai mică decât rezistenţa echivalentă a rezistenţelor R1 şi R2 văzute în paralel. Deci,


Iar reactanţa condensatorului de ieşire Ce trebuie să aibă o reactanţă foarte mică în comparaţie cu a rezistenţei de sarcină, astfel ca pe condensator să cadă o fracţiune cât mai mică din semnalul de intrare. Practic, se utilizează relaţia următoare:
Reactanţa unui condensator este definită prin formula:


Frecvenţa tipică (test) în aplicaţii de audiofrecvenţă este f = 1kHz . Aplicând formula anterioară, rezultă următoarele valori ale condensatoarelor Ci şi Ce:


În practică nu prea avem timp să efectuăm calcule (chiar şi simplificatoare) şi ca drept urmare este foarte util, ca cel puţin în privinţa valorii condensatoarelor de intrare şi ieşire, să ne stabilim nişte repere sau domenii de valori: Ci = 1...10uF şi Ce = 0,22...4,7uF.


Valoarea condensatorului C se adopta de regula între 0,1 şi 1 uF. Opţional, dacă sursa de alimentare nu este o baterie sau dacă sursa de alimentare se află pe o altă plăcuţa de circuit imprimat şi nici nu este stabilizată, în paralel cu condensatorul C se mai conectează un capacitor electrolitic de 100 uF.

Bibliografie:

Colecţia revistei Tehnium;
K. F. Ibrahim – „Introducere în electronică", Editura Teora, Bucureşti, 2001.]]> Mon, 11 Oct 2010 18:30:11 +0000 698d51a19d8a121ce581499d7b701668 http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/cum-functioneaza/Avionul_descriere_si_functionare Avionul este o aerodină , prevăzută cu o suprafaţă portantă fixă ce asigură sustentaţia datorită vitezei de deplasare. Viteza de deplasare poate fi asigurată fie de acţiunea unor grupuri motopropulsoare, fie de acţiunea unei componente a greutăţii (în cazul zborului de coborâre sau al zborului fără motor).
Imaginea de mai sus arată componentele unui avion şi funcţiile lor. Avioanele sunt dispozitive de transport care sunt proiectate să transporte persoane şi marfă dintr-un loc în altul. Avioanele au mai multe forme şi mărimi diferite în funcţie de misiunea avionului. Imaginea de mai sus prezintă un avion cu reacţie de linie care a fost ales ca avion tipic (deoarece are componentele de bază ale unui avion). Pentru ca orice avion să zboare, trebuie să ridicaţi greutatea avionului în sine, a combustibilului, a pasagerilor şi a mărfii. Aripile generază majoritatea portanţei care ţine un avion în aer. Pentru a genera portanţă, avionul trebuie să se mişte în aer. Motoarele cu reacţie, care sunt localizate sub aripi, furnizează propulsia necesară pentru ca avionul să înainteze prin aer. Aerul se opune mişcării încetinid înaintarea. Unele avioane folosesc una sau mai multe elice pentru sistemul de propulsie în loc de motoare cu reacţie.

Pentru a controla şi manevra avionul, mici aripioare sunt localizate la coada acestuia. Coada are de obicei o piesă fixă orizontală (numită stabilizator orizontal) şi o altă piesă fixă verticală (numită stabilizator vertical). Treaba stabilizatoarelor este de a furniza stabilitatea avionului, de a-l ţine drept în timpul zborului. Stabilizatorul vertical previne balansul lateral al botului avionului, în timp ce stabilizatorul orizontal previne mişcarea sus-jos a botului aeronavei (avionul fraţilor Wright avea stabilizatorul orizontal plasat în faţa aripilor. O astfel de configuraţie este numită „candard", după cuvântul francez pentru „raţă").

În spatele aripilor şi al stabilizatoarelor este o mică secţiune rotitoare care este ataşată piesei fixe prin balamale. În imaginea de mai sus, aceste mici piese sunt colorate cu negru. Modificând unghiul părţii din spate a unei aripi, se va modifica cantitatea de forţă pe care aceea aripă o va produce. Abilitatea de a modifica forţele generate de aripi, înseamnă că putem controla şi manevra avionul. Componenta rotitoare a stabilizatorului vertical se numeşte cârmă; este utilizată pentru a devia coada spre dreapta sau spre stânga, dacă privim din faţă. Partea rotitoare a stabilizatorului orizontal este numită elevator; este folosit pentru a devia stabilizatorul orizontal în sus sau în jos. Partea rotitoare exterioară a arpilor este numită eleron; este utilizat pentru a înclina aripile spre stânga sau spre dreapta. Majoritatea aeronavelor pot fi rotite spre stânga sau spre dreapta şi prin folosirea spoilerelor. Spoilerele sunt mici plăci folosite pentru a modifica fluxul aerului peste aripă şi a schimba cantitatea de forţă prin descreşterea portanţei atunci când spoilerul este deschis.

Aripile mai au secţiuni rotitoare adiţionale, numite flapsuri. Acestea se lasă doar în jos (nu pot fi folosite pentru a direcţiona fulxul de aer şi în sus), de obicei cu maximum 40o, şi sunt utilizate pentru a mări forţa ascensională creată de aripă la decolare şi a încetini aeronava la aterizare. Voleturile de la bordul de atac al aripilor sunt utilizate la decolare şi la aterizare pentru a produce forţă suplimentară. Spoilerele sunt utilizate şi ele pentru a încetini aeronava la aterizare şi pentru a neutraliza efectul flapsurilor când avionul este pe sol. Data viitoare când zburaţi cu un avion, priviţi cum aripa îşi modifică forma şi măsuraţi durata decolării şi a aterizării.

Fuselajul sau corpul avionului ţine toate componentele laolaltă. Pilotul stă în cabina de comandă sau cockpit. Pasagerii şi marfa sunt ţinute în spatele fuselajului. Unele avionae transportă combustibil în fuselaj, iar altele în aripi.

Aşa cum am menţionat mai înainte, configuraţia avionului din imaginea de mai sus a fost alesă ca exemplu. Avionul individual poate fi modificat total faţă de acest avion de serie. Avionul fraţilor Wright a avut elice pentru propusie şi elevatoare în faţa aparatului. Avioanele de luptă au adesea motoarele cu reacţie ascunse în fuselaj, în loc să fie sub aripi. Multe avioane de luptă au deasemenea elevatorul şi stabilizatorul vertical în aceeaşi suprafaţă, sunt posibile multe configuraţii ale avioanelor, dar toate trebuie să furnizeze cele patru forţe necesare zborului.

1. Aerodinamica avionului
Forţele care acţionează asupra unui avion în zbor

Apărute la începutul secolului XX, primele avioane cereau mult curaj şi îndemânare pentru a le pilota. În acea vreme, ele nu erau nici rapide, nici încăpătoare. Primul zbor cu aeroplanul a fost realizat în 1903, de către fraţii Orville şi Wilbur Wright. Louis Bleriot a fost primul pilot care a traversat Canalul Mânecii, în 1909. Charles Lindbergh a realizat prima traversare a Atlanticului, singur şi fără escală, în 1927. În 1933, Wiley Post a fost primul pilot de avion care a făcut singur turul lumii. A parcurs 25 000 km în 7 zile, 18 ore şi 49 de minute.

Asupra unei aeronave aflate în zbor acţionează patru forţe care trebuie să se afle în echilibru. O forţă în general poate fi interpretată ca o tragere sau o împingere asupra unui obiect într-o anumită direcţie.

Greutatea

Greutatea este o forţă orientată întotdeauna spre centrul pământului. Ea este direct proporţională cu masa avionului şi depinde de încărcarea sa. Deşi este distribuită asupra întregului aparat, ne putem imagina că ea este colectată şi acţionează asupra unui singur punct, numit centrul de greutate. În zbor, deşi aeronava se roteşte în jurul centrului de greutate, orientarea greutăţii rămâne tot spre centrul pământului. În timpul zborului greutatea scade constant datorită consumării combustibilului din rezervoare. Distribuţia greutăţii şi centrul de greutate se pot şi ele schimba, de aceea pilotul trebuie să ajusteze constant comenzile pentru a ţine avionul în echilibru.

Tracţiunea

Tracţiunea este asigurată de sistemul de propulsie. Valoarea tracţiunii depinde de mai mulţi factori asociaţi sistemului de propulsie: tipul motorului, numărul de motoare, comanda motorului, viteza şi înălţimea de zbor. În figura alăturată, cele două motoare ale avionului sunt dispuse sub aripi şi orientate paralel cu fuzelajul, deci tracţiunea va acţiona pe linia central longitudinală a fuzelajului. La unele avioane (de exemplu Harrier) direcţia tracţiunii poate varia în funcţie de evoluţia pe care o execută. De exemplu la decolare ea este orientată la un anumit unghi faţă de axa longitudinală a avionului, pentru a "ajuta" avionul să decoleze (vezi VTOL). Însă, la avioanele turboreactoare, deşi gazele de ardere sunt evacuate în direcţie opusă direcţiei de zbor, acest lucru face ca avionul să fie "împins" înainte, pe principiul acţiune <-> reacţiune descris de Newton: oricărei forţe de acţiune i se opune o forţă egală şi de sens contrar, numită reacţiune.

Rezistenţa la înaintare

Rezistenţa la înaintare (la mişcare) este forţa aerodinamică care se opune oricărui corp ce se deplasează într-un fluid. Mărimea acestei forţe este influenţată de mai mulţi factori: forma aeronavei, densitatea şi compoziţia aerului, viteza. Direcţia acestei forţe este întotdeauna opusă direcţiei de zbor şi putem considera că ea "se concentrează" într-un singur punct numit centru de presiune.

Portanţa

Portanţa este forţa care ţine avionul în aer şi trebuie înţeleasă în raport cu celelalte trei. Ea poate fi generată de orice parte a aeronavei, dar la un avion obişnuit portanţa este datorată în special aripii şi în particular formei specifice în secţiune a aripii. Portanţa este o forţă aerodinamică datorată "trecerii" unui obiect printr-un fluid. Ea acţionează asupra centrului de presiune şi este definită ca fiind perpendiculară pe direcţia de curgere a fluidului. Teoriile despre generarea forţei portante au devenit sursă de mare controversă sau subiect de discuţii aprinse. Deşi explicaţia exactă şi completă este destul de dificil de înţeles fără aparatul matematic adecvat, acest articol încearcă să expună principiile ei.

2. Curgerea aerului în jurul unui profil aerodinamic

Schimbarea direcţiei sau vitezei unei curgeri de fluid generează o forţă. Mai specific, portanţa apare atunci când curgerea unui fluid este "întoarsă" de către un obiect solid. Când curgerea este deviată într-o anumită direcţie, portanţa apare în direcţia opusă, în concordanţă cu principiul acţiunii-reacţiunii lui Newton. Dat fiind că aerul este un fluid, moleculele sunt libere în mişcare şi orice suprafaţă solidă poate devia curgerea. Pentru o secţiune de aripă – numită profil aerodinamic – ambele sale suprafeţe, de sus – extrados şi respectiv de jos – intrados contribuie la întoarcerea curgerii. Luând în considerare doar una dintre suprafeţe, ajungem la o teorie incorectă a portanţei, de aceea ele se abordează împreună.

Când două obiecte solide interacţionează într-un proces mecanic, forţele sunt transmise sau aplicate într-un "punct de contact". Dar când un corp solid interacţionează cu un fluid, lucrurile sunt mult mai greu de descris, datorită faptului că fluidul îşi schimbă forma. Pentru un solid care este imersat într-un fluid, punctul de contact este orice punct de pe suprafaţa solidului. Deci avem de a face cu o forţă distribuită, adică cu o presiune.

Valoarea unei forţei care acţionează asupra unei suprafeţe este egală cu presiunea înmulţită cu aria suprafeţei respective. Presiunea este o unitate scalară legată de distribuţia de presiunii din fluid. O forţă este o unitate vectorială, care are valoare şi direcţie, trebuie deci determinată direcţia forţei. Presiunea acţionează perpendicular sau normal pe suprafaţa unui corp solid, deci direcţia forţei pe o suprafaţă foarte mică a obiectului este normală la suprafaţă. Direcţia normală se schimbă de-a lungul profilului deoarece acesta are o suprafaţă curbată. Pentru a obţine forţa mecanică netă peste întregul profil trebuie adunate contribuţiile componentelor tuturor suprafeţelor mici ale obiectului. Este important de ştiut faptul că dacă presiunea pe o suprafaţă închisă este constantă, atunci nu există nici o forţă netă rezultantă produsă, deoarece suma tuturor forţelor mici pe direcţiile normale dă valoarea zero. (Pentru fiecare mică suprafaţă, există o altă mică suprafaţă a cărei normală este orientată în exact direcţia opusă normalei primei suprafeţe.)

Pe un corp aflat într-un fluid în mişcare, viteza va avea valori diferite în locaţii diferite de-a lungul suprafeţei închise a corpului. Presiunea locală (dată de acele suprafeţe forte mici de care vorbeam) fiind în relaţie directă cu viteza locală, rezultă de asemenea că ea va varia de-a lungul suprafeţei închise. Însumând toate presiunile locale normale şi înmulţind apoi cu suprafaţa exterioară totală a corpului va rezulta o forţă netă. Componenta acestei forţe care este perpendiculară pe direcţia de curgere a fluidului este numită forţa portantă, iar componenta de-a lungul direcţiei de curgere se numeşte rezistenţa la înaintare. În realitate există o singură forţă netă, cauzată de variaţia presiunii în jurul suprafeţei corpului sau - vorbind de profile aerodinamice - este cauzată de diferenţa dintre presiunile de pe intradosul şi respectiv extradosul profilului. Forţa aerodinamică acţionează asupra unei locaţii medii a variaţiilor presiunii, care este numită centrul de presiune. Portanţa este o forţă mecanică, generată de interacţiunea şi contactul dintre un solid şi un fluid. Nu este generată de un câmp de forţe precum greutatea care este generată de câmpul gravitaţional, unde un corp poate interacţiona asupra altui corp fără a fi în contact fizic propriu-zis. Pentru a avea portanţă, corpul solid trebuie să fie în contact direct cu lichidul. Deci, dacă nu există fluid, nu există nici mişcare.

Pe de altă parte, portanţa este generată de diferenţa de viteză dintre corpul solid şi fluidul. Trebuie să existe o mişcare între obiect şi fluid. Deci dacă nu există mişcare, nu se poate vorbi de portanţă. Nu are importantă dacă fluidul este în mişcare şi corpul e static, sau dacă corpul se mişcă în fluid. Factorii care influenţează portanţa sunt forma şi dimensiunea obiectului, viteza şi înclinaţia fluidului, masa, compresibilitatea şi vâscozitatea sa.

3. Părţile componente ale avionului şi manevrarea sa





Forma exterioară a avionului, dimensiunile, motorizarea, organizarea structurală a componentelor sale îi influenţează direct performanţele. Avionul este un aparat complex alcătuit în mod normal din patru subsisteme:

• structura de rezistenţă;
• sistemul de propulsie;
• echipamentele de bord şi aparatele de comandă a zborului;
• instalaţiile şi mecanizarea aeronavei.

În general, un avion este alcătuit din următoarele părţi principale: aripa cu dispozitivele sale de sustentaţie, fuzelajul, ampenajele orizontal şi vertical cu părţile lor mobile, trenul de aterizare şi sistemul de propulsie. Părţile mobile ale avionului sunt: eleroanele, profundorul, direcţia, flapsurile, voleţii, frâna aerodinamică şi compensatoarele.

Aparatura de bord este alcătuită din: sisteme pentru controlul zborului, sisteme pentru controlul funcţionării motoarelor, sisteme de navigaţie aeriană, aparatură radio/radiolocaţie.

La avioanele militare se adaugă armamentul de bord, instalaţiile de bombardament şi dirijare a rachetelor, blindajul de protecţie, acroşajele şi aparatura adecvată misiunilor de luptă.

Acţionarea comenzilor avionului se realizează prin intermediul instalaţiilor hidraulice şi pneumatice. Esenţiale pentru zborul avionului sunt şi instalaţiile de alimentare cu combustibil şi ulei, instalaţiile electrice, de antigivraj (dezgheţare), sanitară, de izolaţie termică şi fonică, climatizare şi comenzile agregatelor aeronavei, echipamentul de dirijare.

Comanda sistemului de propulsie şi a comenzilor părţilor sale mobile asigură manevrarea aeronavei.

Comanda tracţiunii se realizează prin maneta de gaze care acţionează sistemul de propulsie. Comenzile părţilor mobile sunt asigurate prin manşă, paloniere, flapsuri, frâne, etc. De exemplu, acţionarea manşei înainte şi înapoi implică bracarea profundoarelor în sus şi în jos, fapt care duce la o mişcare a avionului în sus sau în jos. Mişcarea manşei spre stânga sau dreapta acţionează eleroanele de pe aripi, ducând la o mişcare de ruliu (rotaţie) în jurul axei longitudinale. Călcarea palonierelor (pedalelor) spre stânga sau dreapta acţionează direcţia avionului în lateral. Ceea ce trebuie reţinut însă, este că manevrarea aeronavei se face prin acţionarea combinată a diferitelor comenzi.

4. Fuzelajul

Fuzelajul (din franceză fuselage) este partea aeronavei în care este plasată cabina piloţilor, cabina pasagerilor, încărcătura de transport şi cea mai mare parte a echipamentelor şi instalaţiilor de bord. El reprezintă corpul central de care se leagă aripa, ampenajele şi trenul de aterizare. Fuzelajul trebuie să aibă o rezistenţă la înaintare minimă. De aceea forma sa trebuie să fie aerodinamică, să aibă cât mai puţine proeminenţe, suprafaţa "spălată" de curentul de aer să fie bine finisată şi cu cât mai puţine ondulaţii.

Fuzelajele tip cocă sunt cele mai folosite în prezent în construcţia aerospaţială, ele s-au impus definitiv odată cu apariţia motoarelor turboreactoare. Elementele principale ale fuzelajelor de tip cocă sunt: structura longitudinală formată din lonjeroane şi lise, structura transversală formată din cadre, şi învelişul rezistent.

Structura fuzelajului



Se folosesc în prezent la aeronave două tipuri de fuzelaje tip cocă:

• semimonococă cu structură formată din lonjeroane puternice şi dintr-o reţea rară de lise şi înveliş subţire
• semicocă, structura constând dintr-o reţea deasă de lise, lonjeroane false (lise rigidizate) şi înveliş subţire.

Fuzelajele tip cocă sunt rigidizate cu ajutorul unor pereţi şi podele care formează împreună cu restul structurii diverse compartimente folosite pentru amplasarea echipamentelor şi instalaţiilor de bord, pentru depozitarea încărcăturii de transport.

Avioanele sunt dispozitive de transport construite pentru a transporta persoanele şi marfa dintr-un loc în altul. Ele au diferite forme şi dimensiuni în funcţie de misiunea acestuia. Avionul prezentat în această imagine este un avion de serie cu reacţie care a fost ales ca avion reprezentativ.

Fuselajul, sau corpul avionului susţine toate piesele unui avion laolaltă. Fuselajul este gol pentru spaţiu de transport, dar şi pentru a reduce greutatea. Ca şi multe alte componente ale unui avion, forma fuselajului este determinată de misiunea avionului. Un avion de luptă supersonic are un fuselaj foarte subţire, aerodinamic, pentri a reduce încetinirea şi pierderea controlului cauzate de viteza de zbor foarte mare. Un avion de pasageri are fuselajul foarte mare pentru a putea transporta cât mai mulţi pasageri şi marfă. La un avion cu reacţie de pasageri, piloţii stau în cockpit, în partea din faţă a fuselajului. Pasagerii şi marfa sunt transportate în partea din spate a fuselajului şi combustibilul este stocat de obicei în aripi. La un avion de luptă, cockpit-ul este de obicei plasat deasupra fuselajului, armele sunt plasate pe aripi, iar motorul şi combustibilul este plasat în spatele acestuia.

Greutatea unui avion este distribuită peste tot de-a lungul acestuia. Fuselajul cu tot cu pasagerii şi încărcătura, contribuie major la creşterea greutăţii. Centrul de greutate al unui avion este locaţia medie a greutăţii (unde avionul stă în echilibru), şi este localizat de obicei în interiorul fuselajului. În zbor avionul se roteşte în jurul centrului de greutate datorită cuplului de torsiune genrat de elevator, cârmă şi eleroane. Fuselajul trebuie să fie destul de rezistent pentru a rezista acestor forţe.

5. Aripa





În zborul aerodinamic, bazat pe forţa portantă, cea mai importantă parte a avionului este aripa. Împreună un ampenajele, aripa asigură sustentaţia, stabilitatea şi manevrabilitatea avionului. În general aripa este compusă din structura de rezistenţă, înveliş exterior, rezervoarele integrate de combustibil, aparatura hidro-pneumatică aferentă comenzilor. Sub aripă se instalează trenul principal de aterizare al avionului, sistemul de propulsie, acroşaje speciale rachete, bombe sau rezervoare lărgabile.

Elementele constructive ale unei aripi de avion obişnuite sunt: lonjeroanele, lisele, nervurile, panourile de înveliş şi alte piese componente, de rigidizare (ex: montanţi) folosite pentru transmiterea eforturile între aripă şi fuzelaj sau între tronsoanele aripii.

Aripile cu cel puţin două lonjeroane împreună cu învelişul formează chesonul de rezistenţă, care are sarcina de a prelua eforturile aerodinamice şi mecanice la care este supusă aripa.

6. Cheson de rezistenţă
Componentele principale ale chesonului:

Lonjeroanele sunt elemente de rigidizare aşezate de-a lungul aripii, care preiau cea mai mare parte din forţele şi momentele ce acţionează asupra acesteia. Au aspectul unei grinzi consolidate alcătuite din tălpi (profile corniere) şi inimă (platbandă), îmbinate între ele cu nituri. Sunt realizate de regulă din materiale rezistente la încovoiere şi răsucire: duraluminiu, titan, oţeluri speciale.

Nervurile sunt elemente de rigidizare transversală a aripii, montate de obicei perpendicular pe bordul de atac al aripii. Nervurile au rolul de a păstra forma aripii şi de a transmite solicitările aerodinamice la lonjeroane şi lise. Pot fi nervuri simple sau nervuri de forţă, acestea din urmă având rolul suplimentar de a prelua forţele concentrate datorate diverselor echipamente şi instalaţii acroşate de aripi.

Lisele sunt elemente de rigidizare montate în lungul aripii cu rolul de a prelua solicitările axiale datorate încovoierii aripii. Ele trebuie să fie rezistente la întindere şi compresiune şi măresc rezistenţa învelişului la deformaţie. Sunt obţinute tehnologic prin extrudare sau îndoire şi sunt alcătuite din duraluminiu, aliaje pe bază de titan sau oţel inoxidabil.

Învelişul aripii are rolul de a menţine forma sa şi este realizat din tablă de duraluminiu sau aliaje pe bază de titan, magneziu etc. Învelişul este solicitat la eforturi de încovoiere şi răsucire. Ele este prins de celelalte elemente prin nituri. Dacă distanţa dintre lise este mică se foloseşte pentru rigidizarea învelişului tablă ondulată. Îmbinarea tablei ondulate cu invelişul se poate face prin metoda suduri, nu prin nituire. Dacă aripa are grosime mică, învelişul se poate realiza prin panouri monolit. Construcţia unei astfel de aripi se realizează prin îmbinarea panourilor dintr-o singură bucată. La aripile cu grosime foarte mică, spaţiul interior nu mai cuprinde elemente de rigidizare, ci este umplut cu structură de tip fagure sau cu alt material compozit, rezultând o structură compactă, cu rezistenţă mecanică mare.

Imaginea de mai sus vă oferă definiţii tehnice ale geometriei aripii, care este unul dintre factorii principali care afectează portanţa avionului şi rezistenţa la înaintare. Terminologia este utilizată pretutindeni în industria aeronautică. Aripile avionelor actuale sunt forme complexe, dar vom începe cu câteva definiţii simple. Figura arată o aripă privită din trei unghiuri diferite; o aripă privită de sus (colţul din stânga-sus), o aripă privită din lateral (colţul stânga jos), şi o aripă privită din faţă (dreapta jos).

Forma în plan a aripii este extrem de diversificată, în funcţie de destinaţia, rolul, dimensiunile, forma sau viteza avionului: aripa dreaptă (An-2, Cessna 172), aripă trapezoidală (F-22 Raptor), aripă în săgeată (A300, BAC 1-11, Su-27), aripă în săgeată cu geometrie variabilă (Tornado, B-1), aripă triunghiulară (F-16, Saab-37 Viggen), aripă delta gotic (Concorde), etc.

Vederea de deasupra

Vederea de deasupra din imagine arată o aripă simplă, a unui avion uşor. Partea din faţă a aripii (în partea de sus) se numeşte bord de atac; partea din spate a aripii (în partea de jos a imaginii) este numită bord de fugă sau de scurgere. Distanţa dintre bordul de fugă şi cel de scurgere se numeşte coardă, notat cu litera „C". Capetele aripii se numesc vârfuri, iar distanţa dintre două vârfuri se numeşte anvergură, notată cu simbolul „S". Forma aripii privită de sus se numeşte planformă. În figură, planforma este un dreptunghi. Pentru o aripă cu planforma dreptunghiulară, lungimea coardei este pe toată lungimea anvergurii egală. Pentru multe alte planforme, lungimea corzii variază o dată cu lungimea anvergurii. Aria aripii (A) este aria proiectată a planformei şi este limitată de bordul de atac, bordul de scurgere şi de vârfuri.

Notă: aria aripii este DIFERITĂ de aria totală a aripii. Aria totală a aripii include suprafeţele inferioară şi superioară. Aria aripii este o arie proiectată şi este aproape jumătate din aria totală.

Raportul este o măsură a cât de lungă şi cât de zveltă este o aripă dintr-un vârf în celălalt. Raportul unei aripi este definit ca pătratul anvergurii împărţit la aria aripii şi este notat cu simbolul AR. Pentru o aripă dreptunghiulară, aceasta se reduce la raporul anvergură şi coardă.

AR = s2/A = s2/ (sXc) =s/c
Aripile cu raport mare au anverguri mari (precum planoarele de performanţă), pe când avioanele cu raport mic au anverguri mici (precum F-16 Fighter) sau corzi mici. Există o parte a tracţiunii unui avion, numită tracţiune indusă, care depinde invers de raportul imaginii aripii. O aripă cu un raport mare are o tracţiune mai mică şi o portanţă puţin mai mare decât aripile cu un raport mare. Deoarece unghiul de planare a unui avion depinde de raportul portanţei la tracţiune, un planor este de obicei proiectat cu un aspect ratio foarte mare. O navetă spaţială are un aspect ratio mic datorită şi este totuşi un planor foarte prost. Avioanele F-14 şi F-111 sunt cele mai bune în ambele cazuri. Ele îşi pot modifica raportul în timpul zborului prin pivotarea aripilor – anvergură mare pentru viteză mică, anvergură mică pentru viteză mare.

Vederea din faţă

Vederea din faţă a aripii din desen ne arată că aripa dreaptă şi cea stângă nu se află în acelaşi plan dar se întâlnesc la unghi. Unghiul pe care aripile îl au faţă de orizontală se numeşte unghi diedru. Acesta este adăugat aripilor pentru a mări stabilitatea la rotaţie; o aripă cu un unghi diedru se va întoarce natural la poziţia originală dacă întâlneşte o rotaţie (cu cât este mai mare unghiul diedru, cu atât stabilitatea avionului faţă de rotaţie este mai mare, dar un unghi diedru mare are unele inconveniente, ca reducerea manevrabilităţii. Poate aţi observat că avionele se serie mari, cu anverguri mari au unghi diedru. Vârfurile aripilor sunt la o înălţime mult mai mare faţă de sol decât baza lor. Pe cealaltă parte, avionele de luptă foarte manevrabile nu au unghi diedru. De fapt, unele avione de luptă au chiar un unghi diedru negativ, pentru a mări performanţa la rotire.

Notă: avionul din anul 1903 al fraţilor Wright aveau un mic unghi diedru negativ pentru a mări performanţa la rotire.

Vederea din lateral

O tăietură în aripă perpendiculară pe bordurile de atac şi de scurgere ne va arăta o secţiune trensversală prin aripă. Este numită nervură şi are definiţiile geometrice în colţul din stânga jos. Linia dreaptă dintre bordul de atac şi cel de scurgere este numită linie de coardă. Linia de coardă împarte nervura în suprafaţa superioară şi cea inferioară. Dacă împărţim nervura în două, pe o linie la jumătatea distanţei dintre extremităţile suprafeţei superioare şi a celei inferioare, vom obţine o linie numită linia curburii medii. Pentru o nervură simetrică (suprafaţa superioară este egală ca formă şi dimensiuni cu cea inferioară), limia curburii medii va fi peste coardă, dar în cele mai multe cazuri, aceste linii sunt diferite, deci suprafaţa superioară este diferită de cea inferioară. Distanţa maximă dintre linia curburii medii şi linia de coardă este numită coardă (nu confundaţi cu linia de coardă), care este curbura aripii (o coardă mai mare înseamnă o curbură mai mare). Distanţa maximă dintre suprafaţa superioară şi cea inferioară este numită grosime. Adesea vedeţi aceste dimensiuni împărţite la lungimea liniei de coardă, pentru a produce un număr procentual. Nervurile aripilor pot avea o largă varietate de combinaţii de corzi şi grosimi. NACA („strămosul" NASA) a stabilit o metodă de proiectare a nervurilor şi a folosit tunele aerodinamice pentru a furniza date despre coeficienţii de portanţă şi tracţiune.





În spatele fuselajului celor mai multor avione există un stabilizator orizontal şi un elevator. Stabilizatorul orizontal este o aripă fixă cu scopul de a furniza stabilitate avionului, adică pentru a-l ţine drept în zbor. Aceste previne mişcarea sus-jos a botului avionului, sau tangajul. Elevatorul este o mucă piesă mişcătoare de la spatele stabilizatorului orizontal fixată de acesta prin balamale. Deoarece elevatorul se roteşte, variază astfel forţa creată de coada avionului şi este utilizat pentru a genera şi controla mişcarea de tangaj a avionului. Elevatoarele lucrează în pereche; când unul este în sus, şi celeălalt este tot în sus.

Elevatorul este utilizat pentru a controla poziţia botului avionili şi a unghiului de atac al aripilor. Modificând înclinaţia aripilor se modifică portaţa generată de acestea. Aceste lucruri, combinate, creează urcarea şi coborâre avionului. În timpul decolării, elevatoarele sunt ridicate pentru a ridica botul avionului pentru a putea începe ascensiunea. În timpul unui viraj pe verticală, elevatoarele sunt utilizate pentru a mări portanţa şi a cauza un viraj mai atrâns. De aceea performanţa elevatoarelor este atât de importantă pentru avionele de luptă.

Elevatoarele funcţionează prin modificarea formei efective a nervurii stabilizatorului orizontal. Aşa cum vedeţi în imginile de mai sus, modificarea unghiului de deflecţie a spatelui nervurii unei aripi modifică cantitatea de forţă generată de aripa respectivă. Cu o deflecţie mare în jos a bordului de scurgere a unei aripi, se măreşte portanţa. Cu o deflecţie mare în sus a bordului de scuregere a unei aripi, protanţa scade şi poate devani chiar nagativă. Portanţa (F) este trensferată centrului de presiune a stabilizatorului orizontal care este la o anumită distanţă de centrul de gravitaţie a avionului. Aceasta crează o torsiune (T) asupra avionului şi acesta se roteşte în jurul centrului de gravitaţie (torsiunea se calculează prin formula: T=FXL). Pilotul poate folosi acestă abilitate pentru a face lupinguri cu avionul. Sau, întrucât multe avioane tind în mod natural să facă lupinguri, deflecţia poate fi folosită pentru a echilibra avionul, prevenind lupingurile. Dacă pilotul inversează deflecţia elevatorului în jos, avionul se înclină în direcţie opusă.

Puteţi verifica acest lucru folosind un avion de hârtie. Tăiaţi nişte suprafeţe de contact egale în spatele ambelor aripi. Îndoiţi-le în sus pentru a face botul să se ridice şi avionul să facă un luping în zbor. Faceţi mici ajustări pentru a echilibra avionul şi a suprima lupingurile. Aceeaţi lucru va funcţiona şi la un planor simplu din lemn. Suprafeţele de control pot fi nişte bucăţi de scotch.

Pe multe avioane de luptă, pentru a atinge cerinţele lor de manevrebilitate crescută, stabilizatorul orizontal şi elevatorul sunt combinate într-o suprafaţă numită stabilator. Modificarea forţei este creată prin modificarea înclinaţiei întregii suprafeţe, nu doar pein a bordului de scurgere. La unele avioane, stabilitatea în faţa tangajului este furnizată de o suprafaţă orizontală din faţa centrului de gravitaţie (un stabilizator vertical în faţă). Acesta este numit canard. Numele acesta provine din denumitea franceză pentru raţă şi este folosit pentru că seamănă cu ciocul unei raţe. Un astfel de stabilizator oritontal, dar cu elevator, a fost folosit la avionul fraţilor Wright.





Eleroanele sunt utilizate pentru a genera o mişcare de rotaţie a unui avion. Eleroanele sunt mici secţiuni ale bordului de scurgere a aripilor fixate în balamale. Eleroanele lucrează de obicei în opoziţie: când eleronul din dreapta este în sus, cel din stânga este în jos şi vice versa. Imaginea de mai sus arată ce se întâmplă atunci când pilotul ridică eleronul din dreapta şi coboară eleronul din stânga.

Eleroanele sunt folosite pentru a înclina avionul; o aripă coboară şi cealaltă urcă. Înclinaţia creează o forţă laterală, care este o componentă a forţei uriaşe de portanţă, aşa că această înclinaţie crează virarea avionului (avionele virează şi din cauza înclinaţiei efectuate cu ajutorul eleroanelor, nu doar din cauza cârmei).

Eleroanele funcţionează prin schimbarea formei efective a nervurii în zona din spate a aripii. Aşa cum este prezentat şi în imaginea de mai sus, modificarea unghiului de deflecţie în spatele unei aripi va modifica portanţa creată de aceea aripă. Cu o deflecţie în jos, va creşte portanţa creată, iar cu o deflacţie în sus, portanţa va scădea. Probabil că aţi observat că în imaginea de mai sus, dacă am privi din spate, am vedea eleronul drept este ridicat iar cel stâng este coborât. Aşadar, portanţa creată de aripa stângă creşte, iar cea creată de aripa dreaptă scade. Pentru ambele aripi, portanţa (Fr sau Fl) unei aripi crescută sau scăzută cu ajutorul eleroanelor este aplicată centrului aerodinamic al secţiunii respective, care este la o anumită distanţă (L) de centrul de greutate al avionului. Aceasta crează o torsiune (T) asupra centrului de gravitaţie care se calculează prin formula T=FXL. Dacă forţele (şi distanţele) sunt egale, nu există torsiune netă asupra avionului. Dar dacă forţele sunt inegale, există o torsiune netă asupra centrului de gravitaţie care face ca avionul să se rotească în jurul acestuia. În cazul arătat în figură, mişcarea de rotaţie a avionului este spre dreapta (în sens orar) dacă privim din spate. Dacă pilotul schimbă deflecţia eleroanelor (eleronul drept în sus şi cel stâng în jos), avionul se va roti în direcţie opusă (în sens antiorar). Noi am ales numele de „aripă stângă" şi „aripă dreaptă" sus „eleron stâng" şi „eleron drept" bazându-ne pe privirea avionului din spate spre bot pentru că aceasta este direcţia în care priveşte pilotul.

Puteţi verifica efectul de rotaţie şi dumneavoastră, folosind un avion de hârtie. Tăiaţi nişte mici suprafeţe de control în spatele aripilor. Îndoiţi o suprafaţă în sus şi pe cealaltă în jos, apoi aruncaţi-l şi priviţi cum se roteşte în zbor. Rotaţia va fi în direcţia cu suprafaţa de control îndoită în jos. Acelaţi lucru poate funcţiona şi la un avion simplu de lemn. Suprafeţele de control pot fi nişte bucăţi de scotch.

Când călătoriţi cu un avion, priviţi în timpul virajelor. Pilotul înclină avionul în direcţia virajului. Veţi fi surprinşi cât de mică este deflecţia pentru a roti un avion uriaş, dar atenţie că există o confuzie la unele avione. Am discutat că virajul avioanelor este de obicei făcut cu ajutorul eleroanelor care cresc sau scad portanţa fiecărei aripi. Pe unele avioane rotaţia este făcută prin scăderea sau chiar a eliminării portanţei unei singure aripi. O suprafaţă de control numită spoiler, este ridicată între bordul de atac şi cel de scurgere ale unei aripi. Aceasta crează modificarea formei efective a aripii, întrerupând fluxul aerului peste aceasta şi micşorând sau eliminând portanţa generată de aripă. Acest lucru creează o forţă neechilibrată cu cealaltă aripă, cauzând rotaţia avionului. Piloţii utilizează mai mult spoilerele pentru viraje pentru că reacţionează mai rapid şi au nevoie de mai puţină energie pentru a fi ridicate (spoilerele nu coboară), dar ele scad mereu din portanţa totală a unui avion. Este o meserie interesantă! Puteţi spune dacă un avion utilizează spolerele sau eleroanele prin observarea suprafeţelor de control ale aripii. La bordul de scurgere este eleronul; între acesta şi bordul de atac este spoilerul.





În sparele fuselajului majoritatea avionelor au un stabilizator vertical şi o cârmă. Stabilizatorul este o secţiune de aripă fixă cu scopul de a furniza stabilitate avionului, pentru a-l ţine drept în zbor. Acesta previne rotirea botului avionului. Cârma este o mică secţiune rotitoare din spate a stabilizatorului vertical, care este ataşată secţiunii fixe prin balamale. Deoarece cârma se mişcă, variază cantitatea de forţă generată de suprafaţa cozii şi este utilizată pentru a controla rotaţia (virarea) avionului. Imaginea de mai sus arată ce se întâmplă când pilotul deflectează cârma.

Cârma este folosită pentru a controla poziţia botului avionului. În mod interesant, NU este folosită pentru a vira. Virajul avionului este realizat datorită înclinării acestuia într-o parte utilizând eleroanele sau spoilerele. Înclinarea crează o forţă laterală care este o parte a portanţei. Cârma asigură că avionul este aliniat corect cu virajul ce trebuie făcut. Altfel, avionul va avea parte de tracţiune suplimentară sau chiar de o posibilă condiţie de viraj advers, potrivit tracţiunii adiţionale de la suprafeţele de control, botul se va mişca mult mai departe faţă de ruta de zbor.

Cârma lucrează prin modificarea formei efective a nervurii stabilizatorului vertical. Aşa cum am spus în imaginea cu definiţiile geometriei aripii, modificarea formei aripii va duce la modificarea portanţei generate de acea aripă. Crescând unghiul de deflecţie a bordului de scurgere a unei aripi, va creşte portanţa generată de acea aripă în direcţie opusă. Cârma şi stabilizatorul vertical sunt montate în aşa fel încât produc forţe laterale, nu în sus şi în jos. Forţa laterală (F) este aplicată centrului de presiune a stabilizatorului vertical, care este la o anumită distanţă (L) de centrul de greutate al avionului. Aceasta crează o torsiune (care se calculează prin formula T=FXL) asupra avionului care îl face să se rotească în jurul centrului de greutate. Cu o deflecţie mai mare a cârmei spre stânga, dacă privim din spate, va creşte forţa spre dreapta. Dacă pilotul deflectează cârma spre dreapta, avionul va vira în direcţie opusă.

Puteţi de asemenea testa efectul cârmei utilizând un avion de hârtie. Tăiaţi o mică suprafaţă de control sub aripă. Îndoiţi-o într-o parte şi veţi vedea că în zbor acesta va vira în direcţie opusă cu cea în care este îndoită suprafaţa de control. Acelaşi lucru îl puteţi face şi cu un planor simplu de lemn. Suprafaţa de control poate fi o bucată de scotch.

La toate avionele, stabilizatorul vertical şi cârma formează o aripă asimetrică. Această combinaţie nu produce forţe laterale când cârma este aliniată cu stabilizatorul şi creează forţe laterale prin deflecţia cârmei. Unele avione de luptă au două stabilizatoare verticale şi două cârme pentru că trebuie să controleze avionul la viteze uriaşe.





Spoilerele sunt mici secţiuni de control fixate în balamale pe partea superioară a aripii. Acestea pot fi utilizate pentru a încetini avionul, sau să îl facă să coboare atunci când sunt ridicare pe ambele aripi (spoilerele nu coboară). Ele mai pot fi folosite şi pentru a genera înclinaţia şi virajul avionelor, când este ridcat numai un spoiler. Imaginea de mai sus arată ce se întâmplă când pilotul ridică spoilerul drept.

Spoilerele ridicate pe ambele aripi

Când pilotul activează spoilerele, acestea se ridică în fluxul de aer de peste aripă. Acest lucru cauzează întreruperea fluxului de aer de peste aripă, şi implicit şi a rezistenţei la înaintere şi portanţa creată de acea aripă. Ele pot fi utilizate pentru a „întrerupe" portanţa şi a face avionul să coboare, sau pentru a încetini avionul când acesta se pregăteşte pentru aterizare. Când avionul aterizează pe pistă, pilotul ridică de obicei spoilerele pentru a anula efectul portnaţei (P) şi pentru a ajuta frânele în încetinirea avionului. Frecarea (F) dintre pneuri şi pistă depinde de frecarea „normală", care se calculeză prin formula: F=G-P („G" este greutatea aeronavei) cu cât portanţa este mai mică, cu atât frecarea va fi mai mare, deci şi frânele vor funcţiona mai bine. Rezistenţa la înaintare adiţională creată de spoilere încetineşte şi ea avionul.

Spoiler ridicat pe o singură aripă

Un singur spoiler este utilizat pentru a înclina avionul; pentru a face ca vârful unei aripi să se ridice şi celălalt să coboare. Întoarecera creează o forţă laterală neechilibrată, care este o parte a portanţei, fapt ce face ca avionul să vireze (avioanele virează datorită înclinării, nu datorită forţei generate de cârmaă).

În imagine, spoilerul drept al avionului este ridicat iat spoilerul stâng este aliniat cu aripa. Fluxul de aer de deasupra aripii drepte va fi întrerupt de spoiler, rezistenţa acesteia la înaintare va fi crescută, iar portanţa va scădea în comparaţie cu cea a aripii stângi. Portanţa (F) este aplicată centrului de presiune, care este la o anumită distanţă (L) de cetrul de greutate al avionului. Acest lucru creează o torsiune (T) care se calculează prin formula T=FxL asupra centrului de greutate. Mişcarea rezultată va roti avionul în jurul centrului său de greutate spre dreapta (în sens orar). Dacă pilotul invresează deflecţia spoilerelor, (spoilerul stâng ridicat iar cel drept în repaus), avionul se va înclina în direcţie opusă.

Puteţi verifica efectul spoilrelor cu ajutorul unui planor simplu de lemn. Puneţi nişte suprafeţe de control pe ambele aripi. Îndoiţi una din aceste suprafeţe în sus, iar pe cealaltă lăsaţi-o aliniată cu aripa. În zbor, avionul se va înclina în direcţia în care suprafaţa de control este îndoită în sus.

Când călătoriţi cu un avion de serie, uitaţi-vă la aripi în timpul virajelor. Pilotul înclină avionul în direcţia virajului. Veţi fi probabil surprinşi cât de mică este deflecţia necesară pentru a înclina un avion uriaş. Dar fiţi atenţi că la unele avioane este o posibilă confuzie. Am discutat despre rotaţia avioanelor folosind spoilerele din aproprierea mijlocului corzii aripii prin descreşterea portanţei generate de acea aripă. La majoritatea avionelor, virajele sunt făcute cu ajutorul eleroanelor pentru a creşte portanţa unei aripi şi a o micşora pe cea a celeilalte. Acest lucru produce o forţă neechilibrată, care cauzează înclinarea.





În timpul decolării şi al aterizării, viteza avionului este relativ scăzută. Pentru a păstra portanţa acestuia la un nivel mare (pentru a nu se lovi de construcţiile de pe sol), proiectanţii de avioane au au încercat să mărească suprafaţa aripii şi să modifice forma nervurii cu ajutorul unor suprafeţe de control de la bordul de scurgere şi cel de atac. Suprafaţa de la bordul de scurgere este numită flaps, iar cea de la bordul de atac, volier. Flapsurile şi volierele se mişcă de-a lungul şinelor de metal aflate pe aripă. Mişcarea flapsurilor spre pupa (spre coadă) şi voilerele în faţă, se măreşte suprafaţa aripii. Pivotând bordul de atac al voilerului şi bordul de scurgere al flapsului în jos creşte coarda efectivă a nervurii, şi implicit şi portanţa. În plus, avioanele cu o suprafaţă proiectată mare a flapsurilor au o rezistenţă la înaintare mai mare decât celelalte. Acest lucru ajută la încetinirea avionului la aterizare.





În spatele fuselajului, majoritatea avionelor au un stabilizator orizontal şi un elevator care furnizează mişcarea sus-jos a avionului, sau tangajul. Pe multe avioane de luptă, pentru a satisface cerinţele de manevrabilitate mare a acestora, stabilizatorul şi elevatorul sunt combinate într-o suprafaţă numită stabilator. Deoarece stabilatorul se mişcă, el variază forţa generată de suprafaţa cozii şi este folosit pentru a controla tangajul avionului. De obicei este câte un stabilator pe fiecare parte a fuselajului şi ele funcţionează în perechi; când un stabilator este în sus, şi celălalt va fi tot în sus. Stabilatoarele sunt folosite pentru a controla poziţia vârfului avionului şi a unghiului de atac al aripii. Modificarea înclinaţiei aripii modifică portanţa generată de aceasta. Acest lucru cauzează urcarea sau coborârea avionului. În timpul decolării, stabilatoarele sunt folosite pentru a ridica botul avionului şi a începe ascensiunea. În timpul unui viraj, stabilatoarele pot fi folosite pentru a lua virajul mai strâns.





Propulsia este forţa care mişcă avionul prin aer. Aceasta este generată de sistemul de propulsie de pe avion. Sisteme de propusie diferite generează propusia în moduri diferite, dar toate sistemele de propulsie funcţionează prin aplicarea legii a treia a mişcării a lui Newton. Pentru fiecare acţiune este o reacţiune egală şi opusă. În orice sistem de propulsie, un fluid care lucrează este accelerat de sistem şi reacţiunea acestui proces de accelerare este o forţă aplicată pe sistem. O derivaţie generală a ecuaţiei propulsiei arată că propulsia generată depinde de fluxul fluidului prin motor şi viteza fluidului la ieşirea din acesta.

În timpul delui de-al doilea război mondial, un nou tip de motoare cu reacţie a fost dezvoltat independent în Germania şi în Anglia. Acest motor a fost numit motor cu turbină cu gaz. Noi îl numim uneori motor cu reacţie. Primele motoare cu turbină cu gaz erau mai mult motoare de rachetă, creând o evacuare fierbinte ce trecea printr-o duză pentru a produce propulsia. Dar, spre deosebire de motoarele de rachetă care trebuiau să-şi transporte oxigenul pentru combustie, motoarele cu turbină cu gaz îşi luau oxigenul din aer. Un astfel de motor nu poate funcţiona în spaţiu, deoarece acolo nu există oxigen. Pentru un motor cu turbină cu gaz, fluidul în lucru, sau gazul accelerat, este evacuarea fierbinte. Mare parte din evacuare provine din atmosferă. Cele mai moderne, de mare viteză, avioane de pasageri şi militare sunt propulsate de motoare cu turbină cu gaz. Doarece aceste motoare sunt atât de importante pentru viaţa noastră, vă voi da câteva date despre ele.

Motoarele cu turbină cu gaz sunt într-o mare varietate de forme şi mărimi pentru multe avioane cu misiuni diferite. Toate motoarele cu reacţie au totuşi câteva lucruri în comun. În imaginea de mai sus sunt patru avione cu motoare cu turbină cu gaz. Fecare dintre ele are o misiune unică şi o necesitate a forţei de propulsie unică. În colţul din stânga în partea de sus este avionul de serie DC-8. misiunea sa este transportul unei mari încărcături şi a multor pasageri pe distanţe mari, la viteze mari. Îşi petrece mare parte din viaţă zburând în regimul de croazieră. Sub el este un avion de luptă F-14. misiunea sa este de a distruge avione în lupta aer-aer. Îşi petrece mare parte din viaţă în regimul de croazieră, dar are nevoie de o mare acceleraţie în luptă. În colţul din dreapta-jos este avionul de marfă C-130. Ca şi avionul DC-8, transportă marfă pe distanţe lungi, dar nu are devoie de o viteză aşa de mare ca acesta. Deasupra lui este T-38 trainer. Este folosit pentru a învăţa piloţii să zboare pe avioane cu motoare cu turbină cu gaz. Avionul DC-8 este propulsat de patru motoare turbofan cu bypass mare, F-14 de două motoare turbofan cu ardere întârziată şi bypass mic, C-130 de patru motoare turboprop, iar T-38 de două motoare turbojet.

Sistemul de propulsie

În general sistemele de propulsie ale unei aeronave se compun din:

• motoare
• elice (sau ventilator, dupa caz)
• sistem de răcire
• sistem de admisie
• sistem de ungere
• sistem de evacuare
• demaror (starter)
• comenzi ale motoarelor

Rolul sistemului de propulsie este de a asigura tracţiunea avionului. În prezent există o mare diversitate de motoare de aviaţie cu combustibil chimic, iar în continuare voi încerca să fac o scurtă clasificare după modul în care se realizează tracţiunea:

• motoare cu piston (cu elice)
• motoare aeroreactoare
• motorul turboreactor
• motorul statoreactor
• cu ardere subsonică - ramjet
• cu ardere supersonică - scramjet
• motorul pulsoreactor
• motorul motoreactor
• motoare cu tracţiune combinată
• motorul turbopropulsor
• motorul turboreactor cu dublu-flux (turboventilator)
• motorul cu piston cu evacuare reactivă
• motoare rachetă
• motoare rachetă cu combustibil lichid
• motoare rachetă cu combustibil solid

În continuare sunt prezentate două dintre cele mai utilizate motoare în prezent: motorul simplu reactor (MTR) şi motorul reactor cu dublu flux (MTRDF).

Motorul turboreactor este motorul care echipează în prezent aeronavele care zboară la altitudini mari şi viteze peste 0,6 Mach. Principiul său de funcţionare este următorul: aerul care intră prin dispozitivul de admisie este comprimat de către compresor, intră în camera de ardere unde formează împreună cu combustibilul injectat amestecul de gaze de ardere şi are loc arderea propriu-zisă. Gazele arse trec apoi prin turbină, unde are loc destinderea lor parţială prin rotaţie, apoi trec prin ajutajul de reacţie şi ies din sistem cu o energie cinetică mult mai mare decât cea de intrare, asigurând astfel componenta de tracţiune a avionului.

Eventual, la avioanele supersonice putem întâlni sistemul de postcombustie. Acesta se află încorporat în sistemul de evacuare şi are rol de a injecta o nouă doză de combustibil în amestecul de gaze arse provenit din camera de ardere. Noul amestec mai arde o dată, rezultând o creştere considerabilă a tracţiunii.

Motoarele turboreactoare cu dublu flux - denumite generic turboventilatoare - sunt de fapt turboreactoare modificate. Ele se caracterizează prin existenţa a două fluxuri de curgere paralele: unul secundar, de aer, antrenat de un ventilator montat pe acelaşi ax cu compresorul de joasă presiune a turbinei, care îmbracă fluxul de aer primar (interior) format din gaze de ardere. Tracţiunea MTR-DF este suma tracţiunilor rezultate de cele două fluxuri. Nu trebuie uitat că ventilatorul are rol de propulsie, funcţionând ca o elice. Un sistem MTR-DF este prezentat în desenele alaturate.

Trebuie menţionat faptul că motoarele turboreactoare cu dublu flux sunt cele mai răspândite tipuri de motoare de aviaţie, echipând cea mai mare parte din avioanele civile si o bună parte din avioanele militare.

Turboreactor



Pulsoreactor





Bibliografie:

• http://www.grc.nasa....e/airplane.html

• http://ro.wikipedia.org/wiki/Avion

]]> Mon, 11 Oct 2010 18:29:49 +0000 5fd0b37cd7dbbb00f97ba6ce92bf5add http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/notiuni-teoretice-din-electronica/Condensatorul_electric
Deci, condensatorul este un dispozitiv electric pasiv ce înmagazinează energie sub forma unui câmp electric între două armături încărcate cu o sarcină electrică egală, dar de semn opus. Acesta mai este cunoscut si sub denumirea de capacitor. Unitatea de măsură, în sistemul internaţional, pentru capacitatea electrică este faradul (notat F). Condensatoarele pot fi de mai multe feluri (electrolitice, cu tantal, etc.), ele fiind realizate atât în tehnologie SMD (surface mounted device) cat şi tehnologie THD (trough hole device).

În interiorul condensatorului, terminalele sunt conectate la două plăci de metal separate de un material dielectric (non-conductor). Puteţi face cu uşurinţă un condensator din două bucăţi de folie de aluminiu separate de o bucată de hârtie.

Nu va fi un condensator foarte bun în privinţa capacităţii sale de acumulare a energiei electrice, dar va funcţiona.

În teorie, orice material non-conductor poate fi dielectric. Totuşi, pentru aplicaţii practice, materiale specifice sunt folosite pentru a obţin cele mai bune rezultate. Mica, ceramica, celuloza, porţelanul, Mylar-ul, teflonul şi chiar aerul sunt o parte dintre materialele dielectrice folosite la condensatori. Dielectricul folosit dictează tipul condensatorului şi pentru ce este folosit. În funcţie de mărimea şi tipul dielectricului, unii condensatori sunt mai buni pentru curenţi electrici de frecvenţe înalte, în timp ce alţii pentru voltaje înalte. Condensatorii pot fi folosiţi în aproape orice scop, de la micii condensatori din computerul dumneavoastră la uriaşi condensatori ce alimentează un autobuz. NASA utilizează condensatori ce au ca dielectric sticla pentru a porni sistemele electrice uriaşe ale navetelor şi staţiilor spaţiale.


Aici sunt o parte din dielectricii folosiţi în condensatori şi ce capacităţi le dau acestora:

• Aerul – adesea folosit în circuite radio;
• Mylar – folosit adesea pentru circuitele ceasurilor, cronometrelor şi altor dispozitive de măsurare a timpului;
• Sticla – bună pentru aplicaţii de mare voltaj;
• Condensatorii ceramici – folosiţi pentru frecvenţe mari, în dispozitive ca antenele, scannere cu raze X sau MRI;
• Super-condensatori – folosiţi la maşini electrice şi hibride.

1. Circuitul condensatorilor

Într-o reprezentare schematică a unui circuit electric, un condensator este prezentat astfel, în funcţie de tipul său.

Când conectaţi un condensator de o baterie, iată ce se întâmplă (vezi fig. de mai jos):

• Placa condensatorului care este ataşată la terminalul negativ al bateriei acceptă electronii produşi de aceasta;
• Placa condensatorului care este ataşată la terminalul pozitiv al bateriei pierde electroni, aceştia ducându-se la baterie.

Odată ce este încărcat, condensatorul va avea aceeaşi tensiune electrică ca şi bateria (dacă bateria are 1,5 volţi, atunci si condensatorul va avea tot 1,5 volţi). Pentru un mic condensator, capacitatea este mică. Marii condensatori pot suporta puţin mai multă sarcină electrică. Puteţi găsi condensatori mai cât o conservă care pot susţine destulă sarcină electrică necesară pentru a face posibilă aprinderea unui bec timp de un minut mai sau mai mult.

Chiar şi natura are un „condensator" care funcţionează în forma fulgerelor. O „placă" sunt norii, iar cealaltă este reprezentată de pământ, iar fulgerul apare între aceste două „plăci". Evident, cu un condensator de aceste dimensiuni se poate stoca destulă sarcină pentru a produce fulgerele.

În imaginea de mai sus este un circuit format dintr-un bec, o baterie şi un condensator. Dacă condensatorul este destul de mare, veţi observa că, atunci când conectaţi bateria, becul va lumina în timp ce curentul de bateriei circulă spre condensator şi acest acumulează sarcină electrică. Lumina becului va creşte în intensitate până ce condensatorul îşi atinge capacitatea maximă. Dacă veţi deconecta bateria de la circuit şi o veţi înlocui cu un fir, curentul va circula de la o placă a condensatorului la cealaltă. Becul va emite iniţial o lumină intensă care apoi scade în intensitate pe măsură ce condensatorul se descarcă.

2. Faradul

Capacitatea de stocare a sarcinii electrice de către condensator, sau capacitanţa, este măsurată în Sistemul Internaţional în unităţi numite farazi. Un condensator de un farad poate stoca un coulomb de sarcină la un volt. Un coulomb are 625 X 1016 electroni. Un amper reprezintă o rată de electroni de 1 coulomb pe secundă, aşadar un condensator de un farad poate susţine un amper pe secundă la tensiunea de un volt.

Un condensator de un farad este destul de mare. Din acest motiv, de obicei condensatorii se măsoară în submultiplii faradului, în unităţi ca microrfaradul (mF) şi picofaradul (pF).

Pentru a avea o perspectivă a cât de mare este un farad, gândiţi-vă la asta:

• O baterie AA alcalină standard are aproximativ 2,8 amperi/oră;
• Asta înseamnă că o baterie AA alcalină standard poate produce un curent electric cu intensitatea de 2,8 amperi şi cu tensiunea de 1,5 volţi timp de o oră (aproximativ 4,2 waţi pe oră – o astfel de baterie poate ţine aprins un bec de 4 waţi aproximativ de o oră);
• Să spunem că bateria produce curent cu tensiunea de un volt pentru a simplifica calculele. Pentru a stoca energia unei baterii AA cu intensitatea curentului de 2,8 amperi şi cu tensiunea de un volt într-un condensator, v-ar trebui un condensator de 3600 X 2.8=10080 farazi, deoarece un amper pe oră este egal cu 3600 amperi pe secundă.

3. Energia stocată

Ca sarcini opuse care se acumulează pe plăcile unui condensator datorate unei separaţii a sarcinilor, se dezvoltă un voltaj în condensator datorită câmpului electric al acestor sarcini. Creşterea energiei se face împotriva câmpului electric, fiind separată mai multă sarcină electrică. Energia (măsurată în SI în jouli) stocată în condensator este egală cu acţiunea necesară pentru a stabili voltajul în condensator şi, implicit, şi a câmpului electric. Energia stocată este calculată prin formula:

unde „V" este voltajul (tensiunea electrica) la bornele condensatorului.

Energia maximă care poate fi stocată (în siguranţă) într-un condensator este limitată de câmpul electric maxim pe care îl poate suporta materialul dielectric înainte să se distugă. Aşadar, toţi condensatorii care folosesc acelaşi material dielectric au aceeaşi densitate a energiei (jouli per metru cub).

4. Aplicaţii

Diferenţa dintre un condensator şi o baterie este că un condensator poate să se descarce de toată energia electrică într-o fracţiune de secundă, în timp ce unei baterii îi trebuie minute pentru a se descărca în totalitate. Acesta este motivul pentru care fulgerul electronic al unei camere foto foloseşte un condensator – bateria încarcă condensatorul timp de câteva secunde, iar acesta eliberează toată sarcina pe care a acumulat-o în lampa de blitz aproape instantaneu. Acest lucru face condensatorii mari extrem de periculoşi – televizoarele şi alte dispozitive care conţin condensatori mari au avertismente cu privire la deschiderea lor.

Condensatorii sunt folosiţi în circuitele electrice în câteva moduri diferite:

• Uneori, sunt folosiţi pentru a stoca energie şi pentru a o folosi cu mare viteză. Acest lucru face un fulger. Laserele mari folosesc această tehnică pentru a genera scântei luminoase, instantanee.
• Condensatorii pot de asemenea elimina pulsaţiile. Dacă un traseu electric de alimentare in curent continuu "are pulsaţi", un condensator poate absorbi „vârfurile" şi umple „văile", deci netezi forma de unda (de tensiune).
• Un condensator poate bloca tensiunea curentului continuu. dacă conectaţi un condensator la o baterie, atunci când se va încărca în totalitate, între polii bateriei nu va mai circula curentul. Totuşi, orice semnal alternativ, trece printr-un condensator nestingherit. Acest lucru se întâmplă deoarece condensatorul se încarcă şi se descarcă odată cu fluctuaţiile curentului, făcând să pară că acesta trece prin el.

5. Istoria condensatorului

Invenţia condensatorului variază oarecum în funcţia de cine întrebi. Există documente care indică faptul că cercetătorul german Ewald Gorg von Kleist a inventat condensatorul în noiembrie 1754. Câteva luni după aceea, Pieter van Musschenbroek, un profesor olandez de la universitatea Leyden a venit cu un dispozitiv similar, numit butelia de Leyda, care este considerat primul condensator. Deoarece Kleist nu avea jurnale şi note foarte amănunţite, el a fost adesea privit ca un contribuitor la dezvoltarea condensatorului, nu inventatorul acestuia. Totuşi, peste ani, s-a stabilit că cercetările lor au fost independente şi că între ele a fost doar o pură coincidenţă.

Butelia de Leyda este un dispozitiv foarte simplu. El constă dintr-un borcan de sticlă, pe jumătate umplut cu apă, şi căptuşi pe interior şi pe exterior cu folie de metal. Sticla acţionează ca un dielectric, deşi s-a crezut pentru un timp că apa este ingredientul-cheie. Acolo este de obicei un fir de metal sau un lanţ care este trecut printr-un dop de plută (sau alt material izolant). Lanţul este încovoiat pe ceva care va distribui sarcina. Odată transmis curentul în butelie, ea ar trebui să poată susţine două sarcini opuse, dar egale în echilibru până când este conectată la un fir, producând o scânteie sau un şoc.

Benjamin Franklin a folosit butelia de Leyda în experimentele sale cu electricitatea şi a descoperit că o bucată de sticlă plată funcţionează la fel ca şi butelia de Leyda, dezvoltând astfel condensatorul plat sau pătratul Franklin. Câţiva ani mai târziu, chimistul englez Michael Faraday a folosit condensatorii în primele aplicaţii practice în încercarea de a stoca electroni nefolosiţi de la experimentele sale. Acesta a fost primul condensator utilizabil, făcut din butoaie mari de ulei. Progresul lui Faraday asupra condensatorilor este cel care ne-a permis să „transportăm" energie electrică pe distanţe mari. Ca rezultat pentru realizările lui Faraday domeniul câmpurilor câmpurile electrice, unitatea de măsură a capacitanţei condensatorilor este faradul.

6. Circuite electrice

6.1 Sursele de curent continuu

Materialul dielectric dintre plăci este un izolator care opreşte fluxul de electroni. Un curent electric constant care străbate un condensator „depozitează" electroni pe o placă şi ia aceeaşi cantitate de electroni de pe placa cealaltă. Acest proces se numeşte „încărcare". Curentul ce trece prin condensator rezultă în separaraţia de sarcină din interiorul său, care dezvoltă un câmp electric între plăcile unui condensator, dezvoltând o diferenţă de voltaj între plăci echivalentă cu curentul electric ce trece prin el. Acest voltaj (V) este direct proporţional cu cantitatea de sarcină separată (Q). Întrucât curentul (I) din condensator este rata prin care sarcina (Q) este „forţată" prin condensator (dQ/dt), aceasta poate fi exprimată matematic:

unde „I" este fluxul de curent în direcţia convenţională, măsurat în amperi, „dV/dt" este timpul derivat al voltajului, măsurat în volţi per secundă, şi „C" este capacitanţa măsurată în farazi.

Pentru circuitele cu o sursă de voltaj constant (conninuu) şi care constă doar din rezistenţe şi condensatori, voltajul care traversează condensatorul nu poate depăşi voltajul de la sursă. Astfel, se ajunge la un echilibru unde voltajul care traversează condensatorul este constant, iar curentul de la condensator este zero. Din acest motiv, se spune că condensatorii blochează curentul continuu.

6.2 Sursele de curent alternativ

Curentul potrivit pentru un condensator este curentul alternativ, care îşi schimbă direcţia periodic. Acest tip de curent electric este cel mai potrivit pentru un condensator deoarece încarcă plăcile alternativ: într-o direcţie încarăcă o plcaă iar când şi-o schimbă o încarcă pe cealaltă. Cu excepţia momentului în care curentul electric îşi schimbă direcţia, curentul condensatorului este diferit de zero pe tot parcursul unui ciclu. Din acest motiv putem spune că condensatorii lasă curentul alternativ „să treacă". Totuşi, electronii nu trec niciodată direct de la o placă la alta decât atunci când materialul dielectric este distus. O asemenea situaţie duce la distrugeri fizice ale condensatorului şi, uneori, a circuitului electric în care acesta se află.

Deoarece voltajul care traversează condensatorul este proporţional cu integralul curentului electric, cu sinusul undelor în curentul alternativ sau semnalul curcuitelor, rezultă în această fază un unghi de 90 de grade, curentul conducând voltajul unghiului de tranzit. Poate fi demonstrat că voltajul curentului alternativ care trece printr-un condensator este în cvardratură cu alternarea curentului prin condensator. Aceasta înseamnă că voltajul şi curentul electric sunt defazate cu un sfert de ciclu. Amplitudinea voltajului depinde de amplitudinea curentului divizat de produsul frecvenţei curentului cu capacitanţa.

6.3 Impedanţa

Rata voltajului fazat („fazat" este un număr complex, care reprezintă amplitudinea a unei funcţii sinusoidale a timpului) care traversează un element al circuitului spre curentul fazat. Acel element se numeşte impedanţă (Z). Impedanţa descrie o măsură a opoziţiei a unui curent alternativ. Pentru un condensator, aceasta se calculează prin formula:

unde:

este reactanţa capacitivă,

ω=2πf este frecvenţa unghiulară („f" este frecvenţa, „C" este capacitanţa măsurată în farazi, iar „ j" este "unitatea imaginară").

Cât timp această relaţie (între voltajul domeniului de frecvenţă şi curentul aociat cu un condensator) este adevărată, raportul dintre voltajul domeniului de timp şi amplitudinii curentului este egal cu „Xc" doar pentru circuite sinusoidale (pentru curent alternativ) în stare stabilă.

De aici, reactanţa capacitivă este componenta negativă imaginată a impedanţei. Semnul negativ indică faptul că curentul electric duce voltajul la 90 pentru semnalul sinusoidal, ca opus faţă de inductor, unde curentul electric rămâne la 90o.

Impedanţa este similară cu rezistenţa opusă de un rezistor. Impedanţa unui condensator este invers proporţională cu frecvenţa – aşadar, pentru curenţi electric alternativi cu frecvenţe foarte mari, reactanţa se apropie de zero – aşa că un condensator este aproape de un scurt-circuit la curenţi electrici alternativi cu frecvenţa mari.

În schimb, pentru curenţi electrici alternativi de frecvenţă mică, reactanţa creşte în exteriorul condensatorului, astfel încât acesta este un circuit deschis pentru un curent electric alternativ de frecvenţă mică. Această frecvenţă dependentă de comportarment descrie majoritatea funcţiilor condensatorilor.

Reactanţa este astfel numită deoarece condensatorul nu risipeşte energia, ci o stochează. În circuitele electrice, ca şi în mecanică, sunt două tipuri de sarcini: rezistivă şi reactivă. Sarcinile rezistive (se aseamănă prin analogie cu un obiect care se deplasează pe o suprafaţă aspră) disipează energia de la circuit sub formă de căldură, iar sarcinile reactive (se aseamănă prin analogie cu un obiect care se deplasează pe o suprafaţă unde frecarea este foarte mică) stochează energia, introducând-o înapoi pe circuit.

De asemenea semnificativă este şi impedanţa care este invers proporţională cu capacitanţa, spre deosebire de inductori şi rezistori, unde impedanţa este proporţională cu rezistenţa şi, respectiv, inductanţa. Aşa că formula impedanţei la legarea în serie şi în paralel sunt inversul cazului rezistiv; în serie, suma impedanţelor, iar în paralel suma conductanţei (conductibilităţii).

6.4 Legarea în serie sau în paralel


Condensatorii aflaţi într-o configuraţie paralelă au aceeaşi diferenţă de potenţial (voltaj). Capacitanţa totală (Ceq) a lor este dată de formula:



Motivul pentru legarea condensatorilor în paralel este de a creşte totalul de energie stocată. Cu alte cuvinte, crescând capacitanţa creşte şi energia care poate fi stocată. Formula prin care se poate calcula acest lucru este



Curentul electric care trece prin condensatorii legaţi în serie rămâne acelaşi, dar voltajul care traversează fiecare condensator poate fi diferit. Suma diferenţelor de potenţial (voltajelor) este egală cu voltajul total. Capacitanţa totală a lor este dată de formula:

În paralel, suprafaţa efectivă a condensatorului combinat a crescut, crescând şi capacitanţa totală, în timp ce, în serie, distanţa dintre plăci se reduce efectiv, aşa că se reduce capacitanţa totală.

Practic, conectarea condensatorilor în serie înseamnă obţinerea economică a unor condensatori de mare voltaj, care pot fi folosiţi, de exemplu, pentru a stabiliza curentul electric provenit de la o sursă de mare voltaj. Trei condensatori de 600 de volţi legaţi în serie vor „crea" un condensator de 1800 de volţi. Aceasta este desigur capacitanţa obţinută din legarea condensatorilor în serie, fiecare având o treime din capactanţa totală. Opus aceşti rezultat, se poate obţine, conectând în paralel aceeaşi condensatori, obţinem o matriţă de condensatori 3X3, cu aceeaşi capacitanţă totală cu un singur condensator, dar operabilă în tensiuni de trei ori mai mici. În această aplicaţie, un rezistor va fi conectat „în faţa" fiecărui condensator pentru a asigura că voltajul este divizat egal la fiecare condensator şi descărcarea condensatorilor când aceştia nu sunt în uz.

Altă aplicaţia a acestui aranjament este utilizarea condensatorilor polarizaţi în circuite alternative; condensatorii sunt conectaţi în serie, cu polaritate inversă, aşa că la orice moment, un condensator va fi non-coductor.

7. Tipurile de condensatori
[Ordonate după materialul dielectric:]

a). Vidul: doi electrozi, de obicei din cupru, sunt separaţi de vid. Învelişul izolator este de obicei fabricat din sticlă sau dintr-un material ceramic. Ei au tipic capacitanţe mici – între 10 şi 1000 picofarazi – şi voltaje mari – peste 10 kilovolţi (kV) – sunt adesea utilizaţi la transmiţătoare radio şi la alte dispozitive care folosesc curenţi electrici de voltaje mari. Acest tip de condensatori poate fi fix sau variabil. Condensatorii cu vid variabili pot avea un raport dintre capacitanţa minimă şi cea maximă de peste 100, permiţând oricărui circuit pornit să acopere o decadă completă de frecvenţe. Vidul cel mai apropiat de perfecţiune dintre dielectricele cu pierderea tangenţială egală cu zero. Acest lucru permite transmiterea curenţilor electrici fără pierderi semnificative şi degajare de căldură.

b). Aerul: un condensator care are ca material dielectric aerul, constă din două plăci metalice, fabricate de obicei din aluminiu sau alamă placată cu argint. Aproape toţi condensatorii cu aer sunt variabili şi sunt folosiţi la circuite pentru unde radio.

c). Folie de plastic metalizată: aceşti condensatori sunt fabricaţi dintr-o folie din polimer de înaltă calitate (de obicei policarbonat, polistiren, polipropilenă, poliester, şi pentru condensatori de înaltă calitate, polisulfon), şi o folie sau un strat de metal care acoperă această folie din plastic. Ei au o calitate şi o stabilitate bună şi sunt potrivite pentru circuitele temporizatoarelor. Adecvate pentru frecvenţe mari.

d). Mică: Asemănători cu cei din folie metalică. Adesea pentru voltaj înalt. Potriviţi pentru frecvenţe mari. Scumpi.

e). Hârtie: Folosiţi pentru voltaje relativ mari. Acum învechit.

f). Sticlă: Folosiţi pentru voltaje înalte. Scumpi. Coeficient stabil de temperatură într-o gamă largă.

g). Ceramici: Straturi subţiri, alternative, de metal şi material ceramic. De materialul ceramic folosit ca dielectric, şi dacă sunt din clasa I sau II, depinde temperatura şi capacitanţa. Ei au (în special cei din clasa a II-a) un factor de disipare mare, un coeficient mare de disipare al frecvenţei, capacitatea lor depinde de voltajul care îi străbate, capacitatea lor se modifică odată cu vârsta. Totuşi, ei sunt folosiţi în multe aplicaţii de mică precizie de cuplare şi filtrare. Adecvaţi pentru frecvenţe înalte.

h). Aluminiu electrolitic: Polarizaţi. Similari ca structură cu cei cu folie metalică, dar electrozii (plăcile) sunt fabricate din plăci de aluminiu decapate pentru a dobândi o suprafaţă mai mare. Dielectricul este fabricat dintr-un material îmbibat într-o substanţă numită electrolit. Ei pot avea capacităţi mari, dar suferă din cauza toleranţelor mici, instabilităţii mari, pierderea graduală a capacităţii în special atunci când sunt supuşi la căldură şi scurgeri de electrolit. Tind să îşi piardă capacitatea la temperaturi scăzute. Neadecvaţi pentru curenţi de înaltă frecvenţă.

i). Tantal electrolitic: similari cu condensatorii de tipul aluminiu-electrolitic dar cu caracteristici de temperatură şi frecvenţă mai bune. Absorbţie dielectrică mare. Neetanşeitate mare. Au performanţe mai mari la temperaturi scăzute.

j). OS-CON: Condensatori fabricaţi dintr-un semiconductor organic polimerizat de tip solid-electrolit care oferă o durată de viaţă mai mare şi un cost mai mare.

k). Supercondensatori: Fabricaţi din carbon aerogel, nanotuburi de carbon sau electrozi cu porozitate mare. Capacitate extrem de mare.

l). Condensatori „pitici": Sunt fabricaţi din doi conductori izolaţi care au fost răsuciţi. Fiecare conductor se comportă ca un electrod al condensatorului. Condensatorii „pitici" sunt o formă de condensatori variabili. Mici modificări ale capacitanţei (20% sau mai puţin) sunt obţinute prin răsucirea şi desfacerea celor doi conductori.

m). Varactor sau varicap: Sunt condensatori speciali cu praguri de diode inverse a căror capacitanţă cariată cu voltajul. Folosiţi printre altele în bucle blocate în fază.



Bibliografie:

• http://en.wikipedia.org/wiki/capcitor (www.wikipedia.org)
• http://electronics.h...s.com/capacitor (www.howstuffworks.com)

]]> Mon, 11 Oct 2010 18:28:35 +0000 2b44928ae11fb9384c4cf38708677c48 http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/notiuni-teoretice-din-electronica/Rezistenta_electrica_rezistorii 1. Introducere


Ce fac rezistorii? Rezistorii limitează curentul electric. Să luăm spre exemplificare o aplicaţie simplă: conectăm un rezistor cu un led în serie.

Curentul electric este destul de mare pentru a face LED-ul să lumineze, dar nu este destul de mare ca să producă daune acestuia. In exemplul de mai sus rezistenta electrica are rolul de a limita valoarea curentului prin LED la o valoarea nominala proprie utilizarii acestuia (dată de catalog). Totodata, prin limitarea curentului va aparea o diferenta de potential pe rezistenta electrica inseriata cu LED-ul si LED. Ambele diferente de potential insumate trebuie sa dea tensiunea de alimentare a circuitului, in cazul nostru 9V.


Rezistenţa electrica caracterizează orice conductor electric. Spre exemplu, pentru un conductor omogen, valoarea rezistenţei este:

unde:

• ρ este rezistivitatea materialului din care este făcut conductorul, măsurată în ohm · metru;
• l este lungimea conductorului, măsurată în metri;
• S este secţiunea transversală a conductorului, măsurată în metri pătraţi.

Într-un circuit electric, valoarea rezistenţei se calculează cu ajutorul legii lui Ohm, fiind egală cu raportul dintre tensiunea U aplicată la bornele sursei şi intensitatea I a curentului care circulă prin conductor.

2. Variaţia rezistenţei electrice în funcţie de temperatură

Rezistenţa ohmică a metalelor creşte cu temperatura iar a cărbunelui şi a lichidelor scade cu cît temperatura lor creşte. Rezistenţa electrică a cuprului creşte cu 4% la o încălzire de 10°C. Modul cum variază rezistenţa ohmică a unui conductor electric în funcţie de temperatură se poate determina folosind următoarea relaţie:

unde:

• t2 este temperatura finala;
• t1 este temperatura iniţială;
• R2 este rezistenţa electrică a materialului la t2 (rezistenţa finală);
• R1 este rezistenţa electrică a materialului la t1 (rezistenţa iniţială);
• α este coeficientul de temperatură (specific fiecărui material şi reprezintă variaţia rezistenţei de un ohm a conductorului respectiv la o creştere a temperaturii sale cu 1°C).

3. Simbolul rezistenţei electrice


În schemele electronice se utilizează simbolul rezistorului fix în forma de dreptunghi (simbolizare conform standardului European IEC) sau simbolul "în zig-zag" (conform standardelor din America şi Japonia).


Rezistorii sunt folosiţi cu convertizorii pentru a forma un subsistem al unui senzor. Convertizorii sunt componente electrice care convertesc energia dintr-o formă în alta, unde o formă de energie dintre cele două (care este convertită, sau care urmează a fi convertită) este electrică. Un rezistor dependent de lumină, sau LDR, este un exemplu de convertizor de intrare. Modificarea luminozităţii luminii de pe suprafaţa LDR-ului rezultă modificări în rezistenţa sa. Aşa cum vă voi explica mai târziu, un convertizor de intrare este adesea conectat cu un rezistor pentru a forma un circuit, numit potenţiometru. În acest caz, voltajul curentului electric care iese din potenţiometru va avea un voltaj care va reflecta modificările luminii care „cade" pe suprafaţa LDR-ului din alcătuirea potenţiometrului.

Microfoanele şi întrerupătoarele sunt convertizori de intrare. Difuzoarele, lămpile incandescente şi LED-urile sunt convertizori de ieşire.

În alte circuite, rezistorii sunt folosiţi pentru a direcţiona curentul electric spre anumite părţi ale circuitului sau pot fi folosiţi pentru a determina câştigul în tensiune a unui amplificator. Rezistorii sunt folosiţi împreună cu condensatorii pentru a produce întârzieri.

Majoritatea circuitelor electronice au nevoie de rezistori pentru a funcţiona bine şi este important să găsim printre zecile de tipuri de rezistori disponibili pe cel cu valoarea corectă, în , sau M, pentru aplicaţia particulară la care vrem să o folosim.

4. Rezistori cu valoare fixă

Figura de mai jos arată construcţia unui rezistor cu folie de carbon:

În timpul fabricării, o folie subţire de carbon este aşezată pe o mică bară ceramică. Învelişul rezistiv este spiralat într-o maşină automată până când rezistenţa electrică dintre cele două capete ale barei este cât mai apropiată de valoarea corectă. Bare şi capete metalice sunt adăugate, iar rezistorul este acoperit cu o izolaţie şi, în final, sunt vopsite liniile de pe izolaţie pentru a indica valoarea rezistorului.

Rezistorii cu folie de carbon sunt ieftini şi uşor de găsit, cu valori de ±5-10% din valoare lor „nominală". Rezistorii cu folie metalică şi cu oxid metalic sunt fabricaţi într-o metodă similară, dar au ±1-2% din valoare lor nominală. Sunt unele diferenţe în performanţa acestor două tipuri de rezistori, dar performanţa nu afectează folosirea lor în circuite simple.

Rezistorii de tip bobina unt fabricaţi prin înfăşurarea unui fir metalic pe un suport ceramic. Ei pot fi făcuţi extrem de precis şi pot fi folosiţi în multimetre, osciloscoape si alte instrumente de măsură. Prin unele tipuri de rezistori de tip bobina pot trece curenţi electrici puternici, fără a încălzi exagerat rezistorul şi sunt folosiţi în surse de curent şi în alte circuite de curent mare.

5. Codul culorilor

Cum se poate afla valoarea unui rezistor de pe benzile colorate de pe el? Fiecare culoare reprezintă un număr, aşa cum este prezentat în tabelul alîturat.

Prima bandă de pe un rezistor este interpretată ca PRIMA CIFRĂ a valorii unui rezistor. Pentru rezistorul prezentat mai jos, prima bandă este galbenă, aşa că prima cifră este 4.

A doua bandă ne dă A DOUA CIFRĂ. Pentru rezistorul din imagine, ea este violet, deci a doua cifră este 7. A treia bandă este numită MULTIPLICATOR şi nu este interpretată în aceeaşi mod ca celelalte 2. Acesta ne spune cate zerouri trebuie sa adăugăm după cifrele pe care le avem. Acesta fiind roşu, valoarea sa este 2. Deci valoarea rezistorului din imagine este 4700 ohmi, adică 4700 ohmi sau 4,7kohmi.

Banda rămasă este numită TOLERANŢĂ. Aceasta erata procentul acurateţei valorii rezistorului. Majoritatea rezistorilor cu folie de carbon au o toleranţă colorată in galben indicând ca aceasta este de ±5% faţă de valoarea nominală.

Când doriţi să citiţi valoarea unui rezistor, căutaţi banda de toleranţă, de obicei galbenă, şi poziţionaţi-o spre dreapta citirea valorii unui rezistor nu este o operaţie complicata, dar necesită puţina practică.

Pentru a scrie această operaţie sub forma unei ecuaţii matematice, vom nota prima cifră cu A, a doua cu B, multiplicatorul cu N, iar toleranţa cu X. Formula este: AB x 10^N ±X%. Valorile toleranţei în funcţie de culori sunt:

Mai multe despre codul culorilor

Codul culorilor aşa cum este prezentat mai sus ne permite aflarea valorii unui rezistor mai mare de 100 Ohmi. Cum facem pentru a afla valoarea unui rezistor mai mică de 100 Ohmi? Pentru 12 Ohmi, pe rezistor, prima bandă va fi maro, a doua roşie, iar a treia neagră. Aşa ca prima cifră va fi 1, a doua 2, iar multiplicatorul 0 ne arată că nu se adaugă nici un zero la primele două cifre.

Acum putem indica orice valoare peste 10 Ohmi. Dar cum vom proceda pentru a indica valori mai mici de 10 Ohmi? Pentru valori mai mici de 10, multiplicatorul va fi auriu. De exemplu, culorile maro, negru, auriu (sunt în ordine, de la prima bandă la multiplicator) indică valoarea de 1 Ohmi, iar culorile roşu, roşu, auriu, indică valoarea de 2,2 Ohmi. Deci, dacă multiplicatorul are culoarea auriu, numărul format din prima şi a doua cifră se împarte la 10.

Rezistorii cu folie metalică, care au toleranţa de ± 1% sau de ± 2%, au adesea un cod care constă din 4 benzi. Acesta funcţionează în acelaşi fel, doar că primele trei benzi sunt interpretate ca cifre, iar a patra ca multiplicator. De exemplu, un rezistor cu folie metalică de 1 kOhmi are benzile: maro, negru, negru, maro si maro sau roşu pentru toleranţă.

Valorile E12 şi E24

Dacă aveţi experienţă in construcţia circuitelor, aţi observat că rezistorii au de obicei valori ca 2,2 kOhmi, 3,3 kOhmi sau 4,7 kOhmi şi nu au valori întregi, cum ar fi 2 kOhmi, 3 kOhmi, 4 kOhmi etc. Fabricanţii nu produc rezistori cu aceste valori – de ce? Răspunsul are parţial de-a face cu faptul că rezistorii nu sunt fabricaţi cu acurateţe, având o oarecare toleranţă. Uitaţi-va la tabelul de mai jos, care arată valorile seriilor E12 şi E24. Rezistorii sunt făcuţi in multiplii ai acestor valori. De exemplu:: 1,2 Ohmi, 12 Ohmi, 120 Ohmi, 1,2 kOhmi, 12 kOhmi, 120 kOhmi şi aşa mai departe.

Considerăm valorile 100 Ohmi şi 120 Ohmi, apropiate în seria E12. 10% din 100 Ohmi este 10 Ohmi, în timp ce 10% din 120 Ohmi este 12 Ohmi. Un rezistor marcat cu 100 Ohmi şi cu o toleranţă de 10% poate avea orice valoare între 90 Ohmi şi 110 Ohmi, în timp ce un rezistor marcat cu 120 Ohmi şi aceeaşi toleranţă poate avea orice valoare între 108 Ohmi şi 132 Ohmi.

Din punctul de vedere practic, tot ce contează pentru voi este să ştiţi că rezistorii cu folie de carbon sunt disponibili în multiplii valorilor E12 şi E24. adesea, pentru o rezistanţă calculată pe care doriţi să o utilizaţi într-o aplicaţie particulară, va trebui să alegeţi cea mai apropiată valoare de seriile E12 sau E24.

6. Limitarea curentului electric

Acum sunteţi gata pentru a calcula valoarea unui rezistor legat în serie cu un LED. Priviţi figura urmatoare:

Un LED obişnuit are nevoie de un curent de 10 mA şi de o tensiune de 2 V în timpul funcţionării. Sursa de alimentare a circuitului este de 9 V. Care este voltajul care traversează R1? Răspunsul este 9-2=7 V (voltajul care traversează elementele unui circuit legate în serie trebuie adăugat la voltajul sursei de energie).

Acum avem două informaţii despre curentul electric ce traversează R1:

- are intensitatea de 10 mA;
- are tensiunea de 7 V.

Pentru a calcula rezistanţa se foloseşte formula:


Înlocuim valorile lui V şi I:

Această formulă foloseşte unităţile de măsură fundamentale, adică volţi pentru tensiune, amperi pentru intensitate şi ohmi pentru rezistanţă. În acest caz, 10 mA a trebuit transformat în amperi, rezultând 0,01 A.

Dacă valoarea intensităţii curentului electric este în mA, valoarea rezistanţei va fi în kOhmi:

Valoarea calculată pentru R1 este de 700 . Care este cea mai apropiată valoare în seriile E12/E24? Sunt disponibili rezistori cu valorile de 680 , 750 , şi 820 . 680 este alegerea ideală. Aceasta ar trebui să permită trecerea unui curent electric cu intensitatea uşor mai mare de 10 mA. Majoritatea LED-urilor suportă curenţi electrici cu intensităţi de până la 20 mA, aşa că este perfect.

7. Conectarea rezistorilor serie şi paralel

Într-un circuit care conţine rezistori legaţi în serie, curentul electric este la fel în toate punctele sale. Circuitul din diagramă prezintă 2 rezistori legaţi în serie la o sursă de curent de 6 V.

Nu contează locul din circuit de unde măsurăm curentul electric, acesta va fi acelaşi. Rezistanţa totală este dată de formula:

R_total=R₁+R₂

În circuitul nostru, R_total= 1 + 1 = 2 kOhmi. Dar ce intensitate va avea curentul care va trece prin el? Formula este:


I=V/R=6/2 = 3mA.

Observaţi că intensitatea curentului este dată în mA, daca rezistenţa înlocuită este în kOhmi. Dacă rezistenţa este înlocuită în Ohmi, atunci intensitatea curentului va fi dată în amperi.

Deci prin ambii rezistori trece un curent cu intensitate egală. Care este tensiunea electrică la bornele lui R1? Formula este: V=I*R sau U=I*R. Înlocuind, obţinem: V=3mA x 1kOhm = 3V


Care va fi tensiunea electrică la bornele lui R2? Acesta va fi tot de 3 V. Este important de precizat că suma tensiunilor electrice care străbat cei doi rezistori reprezintă tensiunea sursei de alimentare a montajului.

Circuitul de mai jos prezintă doi rezistori conectaţi în paralel la o baterie de 6 V.

Circuitele cu rezistori legaţi în paralel furnizează căi alternative pentru curentul electric. Rezistenţa totală a unui astfel de circuit este calculată prin formula:

Aceasta se numeşte formula produsului supra sumei şi funcţionează pentru oricare doi rezistori legaţi în paralel. O formulă alternativă este:

Această formulă poate fi extinsă pentru a permite calculul cu mai mulţi rezistori, dar ambele formule sunt corecte. Care este rezistanţa totală din acest circuit?

Intensitatea curentului electric poate fi calculată cu formula:

Cum este curentului electric din acest circuit faţă de curentul din circuitul cu rezistorii legaţi în serie? Este mai mare. Acesta este mai sensibil. Conectând rezistorii în paralel şi făcând căi alternative prin care curentul electric poate trece, este mai uşor pentru el să treacă pe acolo. Care este intensitatea curentului care trece prin fiecare rezistor? Deoarece el se divide, şi rezistorii au valori egale, curentul electric care va trece prin R1 va avea 6 mA şi va fi egal cu cel care trece prin R2.

Tensiunea electrică la bornele rezistenţei R1 este:

V = I*R = 6mA x 1kOhm = 6V.

Acesta este egal cu cel al sursei de energie. Un capăt al R1 este conectat la anodul sursei de curent, iar celălalt este conectat la catodul sursei de curent. Cu nici o altă componentă electrică în cale, tensiunea care traversează R1 trebuie să fie egală cu cea a sursei de curent, adică 6 V. Dar care este tensiunea curentului electric care străbate R2? Din acelaşi motiv, ea este tot 6 V.

IMPORTANT: Când componentele (rezistenţe, condensatoare, bobine) sunt conectate în paralel, tensiunea electrică la bornele lor este aceeasi.

Mai jos este un circuit uşor mai complex, având şi rezistori conectaţi în serie, şi în paralel:

Pentru a găsi rezistanţa totală, primul pase este calcularea rezistanţei rezistorilor conectaţi în paralel. Ştim de la calculele efectuate la circuitul de mai sus că rezistanţa totală a boi rezistori de 1 kOhmi este de 0,5 kOhmi, aşa că rezistanţa totală a circuitului este 1+0,5=1,5 kOhmi. Intensitatea curentului electric al sursei este:

I = V/R = 6kOhmi / 1,5mA = 4mA.


Aceasta este intensitatea curentului electric care traversează R1. Care este intensitatea curentului electric care traversează R2? Deoarece sunt două căi identice, pe care se află R2 şi R3, prin acestea va rece un curent electric cu intensitatea egală de 2 mA.

Tensiunea electrică la bornele rezistenţei R1 este: V= I*R = 4mA x 1kOhm = 4V. Deoarece R₂ şi R₃ sunt egale, atunci curenţii electrici care le traversează pe fiecare sunt egali, respectiv I₂=I₃=2mA. Din nou, suma tensiunilor electrice pe R1 şi R₂, R₃ este egală cu cea a sursei de energie, în cazul nostru a bateriei.

8. Puterea disipată de rezistorii


Când un curent electric străbate o rezistenţă, energia electrică este transformată în căldură. Aceasta se poate observa la un bec incandescent, în care curentul electric străbate filamentul, care emite căldură şi lumină.

Puterea unui bec, a unui rezistor, sau a oricărei alte componente, este definită ca puterea de convertire a curentului electric în lumină, căldură, sau oricare altă formă de energie. Puterea se măsoară în waţi (W) sau miliwaţi (mW) şi se calculează prin formula:

P = U*I = I²*R = U²/R

unde P este puterea electrică, U - tensiunea electrică la bornele rezistenţei, I - curentul electric care străbate rezistenţa.


Care este puterea electrică a unui rezistor străbătut de un curent electric de intensitatea 100 mA şi tensiune la borne 6 V?

P = U*I = 6V * 100mA = 600mW = 0,6W.

0,6 W reprezintă căldura generată de rezistor. Pentru a preveni supraîncălzirea, acesta trebuie să aibă capacitatea de a disipa căldura în aceeaşi rată în care o produce.

Abilitatea unui rezistor de a disipa căldura depinde de suprafaţa sa. Un mic rezistor cu o suprafaţă redusă, nu poate disipa căldura destul de rapid şi este foarte posibil ca acesta să se supraîncălzească dacă trec prin el curenţi electrici puternici. Rezistorii mai mari, cu o suprafaţă mai mare, pot disipa căldura mult mai eficient.

Figura de mai jos prezintă rezistori de diferite mărimi.

Puterea unui rezistor cu folie de carbon utilizat în mare parte în circuite este de 0,5 W. Aceasta înseamnă că un rezistor de aceste dimensiuni poate pierde căldură într-o rată maximă de 0,5 W. În exemplul de deasupra, rata calculată de căldură pierdută a fost de 0,6 W, aşa că va fi necesar un rezistor de putere mai mare, de 1 W sau 2 W. Unii rezistori sunt construiţi pentru a permite trecerea unor curenţi electrici foarte puternici sunt introduşi în carcase de aluminiu cu „aripioare" din aluminiu pentru a mări suprafaţa şi a disipa căldura mai eficient.

Bibliografie:

https://homepages.we...cs/resistor.htm]]> Mon, 11 Oct 2010 18:28:20 +0000 c45147dee729311ef5b5c3003946c48f http://www.tehnium-azi.ro/index.html/_/articles/electroenergetica/Instalatii_pentru_compensarea_factorului_de_putere 1. Generalităţi

Factorul de putere este raportul K dintre puterea activă „P" şi puterea aparentă „S" într-un circuit de curent alternativ.
În regim sinusoidal, în cazul unui circuit, vom avea:
- Puterea activă (reală) este egală cu produsul tensiunii şi curentului în fază cu ea:

Unde reprezintă unghiul de defazaj între curent şi tensiune (fig.1).
- Puterea aparentă reprezintă produsul:


Mărime utilizată pentru dimensionarea anumitor elemente a circuitelor electrice.

- Puterea reactivă este produsul dintre tensiune şi componenta curentului în cuadratură cu ea:
Avem relaţia:
Factorul de putere devine:

Deci, dacă se cunoaşte factorul de putere al unui circuit, se cunoaşte defazajul dintre tensiunea de alimentare (U_l) şi curentul de linie (I_l) sau alfel spus, defazajul dintre tensiunea de fază (U_f) şi curentul de fază (I_f).

Într-un sistem trifazat, echilibrat şi ca tensiune şi ca curent, avem:
- φ - defazajul între tensiunea de fază şi curentul de fază;
– I - curentul;
– U_f - tensiunea de fază;
– U_l - tensiunea de linie sau între faze.
În orice regim, puterea aparentă poate fi definită sub forma:
Deci, într-un regim trifazat echilibrat, factorul de putere se exprimă prin cos φ, în care φ este defazajul pe fază.
Obs! Factorul de putere are ca substrat fizic puterea reactivă. 1.1.

1.1 Determinarea factorului de putere

Valoarea factorului de putere nu este constantă; ea variază în timp în funcţie de mărimea sarcinii, variaţiile de tensiune etc., atât pentru fiecare receptor inductiv în parte, cât şi pentru întreaga instalaţie electrică a unei întreprinderi sau a unui sistem energetic.
Se deosebesc:
a. Factorul de putere instantaneu într-un sistem trifazic:
Această mărime se poată măsura direct cu cosfimetru sau se determină în baza citirilor simultane a puterii, a tensiunii între faze şi a intensităţii.
b. Factorul de putere mediu:
care reprezintă media aritmetică a unui număr de „n" valori instantanee ale factorului de putere, luate la intervale egale de timp.
c. Factorul de putere mediu ponderat, determinat pentru un anumit interval de timp pe baza citiri contoarelor de putere activă şi reactivă, unde: W_r - energia reactivă consumată în perioada considerată;
W_a - energia activă în acelaşi interval.

Factorul de putere mediu ponderat este cel care se stabileşte şi se ia în considerare în mod uzual. El este de două feluri:
- natural, când se stabileşte pentru un consumator care nu are instalaţii de compensare a puterii reactive sau, dacă le are, aceste instalaţii se deconectează în timpul măsurători;
- general, când se stabileşte fără deconectarea eventualelor instalaţii de compensare existente.

În cazul consumatorilor prevăzuţi cu instalaţii de compensare a energiei reactive care nu se pot deconecta la efectuarea măsuratorilor, factorul de putere natural mediu ponderat se determină cu formula:
unde: W_re– este energia reactivă produsă de instalaţiile de compensare în intervalul de timp considerat.

Factorul de putere se poate determina şi cu ajutorul unor diagrame, cum ar fi:

a). Diagrama P, Q, S şi cos φ (fig.3), unde:
- pe ordonată sunt trecute valori ale puterii active P;
- pe abcisă sunt trecute valori ale puterii reactive Q;
- razele cercurilor cu originea în centrul axelor reprezintă valorile puterilor aparente S;
- unghiurile făcute de dreptele ce pleacă din originea axelor, cu axa P, reprezintă unghiurile; în diagramă sunt trasate o serie de drepte corespunzătoare unor unghiuri pentru cos cuprins între 0,7 şi 0,95.

Dacă se cunosc două elemente din cele patru: P, Q, S şi cos φ, se citesc direct din diagrama celelalte două elemente.

Exemplu: Ştiind că puterile medii absorbite într-o instalaţie sunt P=70kW şi Q=70kVAR, obţinem S=100kVA ca urmare a mărimii razei cercului ce trece prin punctul A de intersecţie a celor două paralele duse prin punctele 7 la ordonată şi la abcisă. În acest caz pe raza respectivă se citeşte cosφ =0,7. Pentru determinarea puterii reactive Q_C necesară a se compensa pentru ridicarea factorului de putere de la 0,7 la 0,85, de exemplu, din punctul de întretăiere A stabilit mai sus, ne deplasăm spre stânga pe dreapta ce duce la P=7. La întâlnirea cu raza ce reprezintă cosφ= 0,85, în punctul B, se coboară o verticală şi se citeşte pe abcisă Q=43kVAR.

Rezultă:
Scările pentru P şi Q sunt în unităţi relative; se pot încadra în limitele diagramei, valori ale puterilor, indiferent de ordinul de mărime a acestora.

b). Diagrama Pa, Wa, Pr şi Wr (fig.4), care se poate utiliza procedându-se ca în exemplu de mai jos.
Dacă se cunosc puterile electrice P=650kW şi Q=500kVAR, se determină punctele A şi B pe cele două scări. Mărimea factorului de putere instantaneu se află la intersecţia dreptei AB cu diagonala ce dă valorile pentru cos φ, în punctul C această valoarea este 0,8.
Dacă se cunoaşte consumul de energie electrică într-un anumit intreval de timp, Wa=70 000 kWh şi Wr= 33 000 kVArh, se determină punctele A1 şi B1 pe cele două scări. Mărimea factorului de putere ponderat se află la intersecţia dreptei A1B1 cu diagonala respectivă (punctul C1) şi anume cosφ=0,95.

1.2 Cauzele scăderii factorului de putere.

Scăderea factorului de putere în reţelele electrice este determinată de puterile reactive consumate de diferite receptoare din aceste reţele.

Receptoarele de putere reactivă se pot împărţi în două mari grupe:

a. Receptoare care consumă putere reactivă necesară producerii cămpurilor magnetice:
- maşini sincrone;
- maşini sincrone subexcitate;
- transformatoare;
- linii electrice aeriene funcţionând în sarcină şi având un caracter predominant inductiv.

b. Receptoare care produc putere reactivă:
- maşini sincrone supraexcitate;
- condensatoare statice;
- linii electrice aeriene de înaltă tensiune sau linii electrice în cablu funcţionând cu sarcină redusă şi având un caracter predominant capacitiv.

Principalele cauze ale scăderii factorului de putere în exploatare sunt:
- funcţionarea motoarelor asincrone cu o sarcină medie mai mică decât cea nominală;
- funcţionarea motoarelor asincrone în gol, în anumite perioade;
- modificarea caracteristicilor nominale de funcţionare a motoarelor, datorită reparaţiilor necorespunzătoare etc.;
- funcţionarea cu sarcină redusă a transformatoarelor.

1.3 Efectele scăderii factorului de putere

a. Creşterea pierderilor de putere în rezistenţa conductoarelor
Pentru o valoare dată a puterii active P, pierderile ohmice cresc în raport invers proporţional cu pătratul factorului de putere.
Astfel, într-un sistem trifazat echilibrat, valoarea pierderilor este dată de expresia:
unde R reprezintă rezistenţa unui conductor.
Se mai poate scrie:
Pierderile produse de fiecare din puterile P şi Q sunt independente şi acest lucru dă posibilitatea compensării puterii reactive, reducându-se pierderile produse de aceasta, fără a se influenţa pierderile datorate puterii active. De asemenea, se poate calcula amortizarea investiţiilor necesare instalaţiilor de compensare a factorului de putere.

b. Necesitatea supradimensionări instalaţiilor
Puterea electrică nominală a instalaţiilor de producere, transport şi distribuţie a energiei electrice se exprimă prin puterea lor aparentă.
Deci, cu cât valoarea factorului de putere al instalaţiilor este mai mică, cu atât puterea lor nominală trebuie să fie mai mare, pentru o aceeaşi putere activă.Rezultă necesitatea supradimensionării instalaţiilor respective.

c. Reducerea posibilităţilor de încărcare cu putere activă a instalaţiilor
Capacitatea de producere, transport şi distribuţie a energiei electrice este determinată de puterea lor aparentă. În cazul în care factorul de putere realizat efectiv în exploatare este mai mic decât cel avut în vedere la proiectarea instalaţiilor, posibilitatea încărcării lor cu putere activă scade.

2. Mijloace pentru îmbunătăţirea factorului de putere

Regulamentul pentru furnizarea şi utilizarea energiei electrice prevede aplicarea de majorări la valoarea facturii energiei electrice furnizate, în funcţie de valoarea factorului de putere mediu lunar, cu care consumatorul preia energia electrică din reţelele furnizorului conform unui anumit tip de tarif, aşa cum se arată în tabelul alăturat (exemplu: tarif de tip D - monom simplu, joasă tensiune, conform ultimului Ordin ANRE nr.71/2007). Pentru valori intermediare ale factorului de putere, procentul de majorare se stabileşte prin interpolare.

Factorul de putere, care caracterizează de altfel calitatea consumului de energie electrică, poate fi imbunătăţit prin reducerea puterii reactive absorbite de receptoare.

Cele mai indicate mijloace sunt:

a. Mijloace naturale:
- funcţionarea după grafic a transformatoarelor;
- folosirea de motoare sincrone în locul celor asincrone;
- înlocuirea motoarelor asincrone supradimensionate;
- montarea de comutatoare stea-triunghi;
- înlocuirea transformatoarelor slab încărcate;
- montarea de limitatoare de mers în gol la motoarele asincrone, transformatoare de sudură etc.

b. Mijloace speciale (artificiale):
- echiparea motoarelor asincrone cu compensatoare de faza;
- montarea de compensatoare sincrone;
- montarea de condensatoare statice.

Mijloacele speciale se folosesc pentru reducerea puterii de energie reactivă ce nu a putut fi compensată prin mijloace naturale.

Folosirea tuturor acestor mijloace, mai puţin funcţionarea după grafic a transformatoarelor şi folosirea comutatoarelor stea-triunghi, se face în urma unui calcul tehnico economic prin care se compară cheltuielile dinainte şi după îmbunătăţirea factorului de putere.

Pentru evitarea modificării caracteriticilor nominale de funcţionare a motoarelor, este necesară verificarea bunei execuţii a reparaţiilor din punctul de vedere a bobinajului şi a întrefierului. Desfiinţarea transmisiilor conduce de asemenea la îmbunătăţirea factorului de putere, prin evitarea timpului de mers în gol sau cu sarcină redusă, a motoarelor transmisiilor.

3. Utilizarea mijloacelor pentru reducerea consumului de energie reactivă

3.1 Mijloace naturale

a. Funcţionarea după grafic a transformatoarelor
Se utilizează în staţiile sau posturile de transformare cu multe transformatoare în paralel şi unde se înregistrează o variaţie mare a sarcinilor în timpul unei zile. În fig.5 sunt trasate curbele de pierderi totale de putere activă în transformatoare şi în reţeaua consumatorului, funcţie de puterea aparentă absorbit, pentru combinaţiile posibile de funcţionare în paralel a transformatoarelor.

Aceste variante de funcţionare se stabilesc ţinând seama de limitele de variaţie a sarcinii cerute şi de condiţiile de siguranţă în alimentare, impuse de categoria receptoarelor.

Din graficul prezentat rezultă că funcţionarea optimă a transformatoarelor are loc atunci când la sarcina S < S1 vor funcţiona transformatoarele T2 şi T3, iar la sarcina S2 < S < S1 va funcţiona transformatorul T2 etc. Este indicată automatizarea conectării transformatoarelor, funcţie de sarcină.

b. Folosirea motoarelor sincrone în locul celor asincrone
Este un procedeu eficient şi simplu din punct de vedere tehnic, fiind indicat a se utiliza ori de câte ori procesele tehnologice permit acest lucru. Motoarele sincrone se pot folosi pentru acţionarea ventilatoarelor, pompelor, compresoarelor şi în general acolo unde este nevoie de reglarea vitezei mecanismelor acţionate.

Pentru puteri peste 100kW, folosirea motoarelor asincrone se va face numai pe baza considerentelor tehnice.Posibilitatea unui motor sincron de a îmbunătăţi factorul de putere depinde de încărcarea acestuia cu putere activă; ea este cu atât mai mare cu cât sarcina lui activă este mai mică.

c. Înlocuirea motoarelor asincrone supradimensionate
Motoarele asincrone absorb puteri reactive mari atât la mersul în sarcină, cât şi la mersul în gol. Puterea reactivă absorbită la sarcină nominală variază între 0,35...0,70 din puterea activă nominală, iar la mersul în gol între 0,30...0,55, funcţie de mărimea şi modul de construcţie a electromotorului.

Înlocuirea unui motor asincron de putere mai mare printr-unul de putere mai mică, este avantajoasă numai atunci când reducerea pierderilor active de mers în gol al motorului şi reducerea pierderilor de putere activă în reţea, datorită puterii consumate de motorul nou ales, este mai mare decât creşterea pierderilor active în cupru datorită micşorării puterii motorului.

În acest fel:
- dacă motoarele asincrone au o încărcare medie de 70% şi mai mult din puterea lor nominală sau au un timp de funcţionare sub 1500 ore/an, nu se vor înlocui;
- dacă motoarele asincrone au o încărcare medie cuprinsă între 45 şi 70% din puterea lor nominală, înlocuirea lor se poate face în baza calculelor tehnico-economice;
- dacă motoarele asincrone au o încărcare medie sub 45% din puterea lor nominală, vor fi înlocuite cu motoare de putere mai mică, fără efectuarea unui calcul tehnico-economic, dar cu condiţia ca motoarele alese să nu depăşească încălzirea admisă la eventuale suprasarcini.

d. Montarea comutatoarelor stea-triunghi
Creşterea tensiuni de alimentare a motoarelor asincrone peste tensiunea lor nominală, înrăutăţeşte factorul de putere, mărind fluxul rezultant în stator, în cazul motoarelor insuficient încărcate.Micşorarea tensiunii de alimentare se poate face prin:
- modificarea conexiuni statorului din triunghi în stea;
- modificarea numărului de spire a bobinajului statoric;
- reducerea tensiunii prin schimbarea ploturilor la transformatoarele ce alimentează motoare asincrone.

Îmbunătăţirea factorului de putere la motoarele asincrone, care funcţionează în mod normal în conexiunea triunghi şi care merg timp îndelungat cu sarcină mai redusă decât 33% din cea nominală iar în restul timpului cu sarcină mai mare, se realizează (dacă înlocuirea motorului nu este posibilă deoarece există perioade când funcţionează la o sarcină apropiată de cea nominală) prin micşorarea fluxului magnetic în motor în timpul funcţionării cu sarcină redusă, folosind pentru această conexiunea stea, prin realizarea unui comutator stea-triunghi.

Prin această modificare a conexiunilor, tensiunea aplicată fiecărei faze a bobinajului se micşorează cu raportul , concomitent cu scăderea cuplului şi a puterii în raportul 1/3. Menţinerea conexiunii în stea este admisă până la atingerea unui cuplu cerut de 44% din cel nominal, după care se trece la conexiunea în triunghi, pentru a evita funcţionarea instabilă a motorului, supraîncălzirea bobinajului.

Montarea comutatoarelor stea-triunghi la motoarele asincrone conduce la economii de putere activă şi reactivă; cheltuielile implicate sunt mici iar din această cauză nu este necesar un calcul de eficienţă.Secţionarea înfăşurării statorului este în funcţie de condiţiile de pornire şi de mers ale motorului.Reducerea tensiunii transformatoarelor este un procedeu obişnuit în exploatare.

e. Înlocuirea transformatoarelor slab încărcate
Înlocuirea unui transformator de o putere mai mare, lucrând subîncărcat, prin altul de putere mai mică, este eficient atunci când pierderile totale de energie (în transformator, în reţeaua consumatorului şi în sistem) scad ca urmare a acestei înlocuiri.

Este cazul transformatoarelor încărcate peste 1500 ore/an sub 50% din puterea lor nominală.Pentru transformatoare încărcate peste 50% din puterea lor nominală sau care se află sub tensiune sub 1500 ore/an, nu se pune problema înlocuiri.

f. Montarea limitatoarelor de mers în gol
Se face, obişnuit, în cazul motoarelor electrice asincrone şi al transformatoarelor de sudură la care durata de mers în gol între fazele de lucru este mai mare de 20% din întregul timp de folosire a maşinii.

Se întocmeşte calculul de eficienţă pentru a stabili dacă economia de energie activă realizată anual prin oprirea motoarelor pe durata timpului auxiliar, depăşeşte sporul de consum anual datorat numărului majorat de porniri şi dacă valoarea acestei economii justifică cheltuielile pentru montarea limitatoarelor de mers în gol.Introducerea de limitatoare automate de mers în gol reduce atât consumul de putere activă cât şi consumul de putere reactivă, îmbunătăţind factorul de putere al instalaţiilor.

S-a stabilit că pentru durate de mers în gol mai mari de 10 secunde, folosirea limitatoarelor de mers în gol conduce la economii ale energiei active. Pentru durate mai mici, este indicat ca limitatorul de mers în gol să fie prevăzut cu dispozitiv de temporizare reglat în funcţie de regimul motorului, pentru a nu acţiona la opriri prea scurte.

3.2 Mijloace artificiale
Compensarea artificială înseamnă producerea locală de putere reactivă la consumator şi se poate realiza prin:

a. Echiparea motoarelor asincrone cu compensatoare de fază
Se face la motoarele asincrone de 200kW şi mai mari, a căror încărcare medie depăşeşte 40% din puterea lor nominală.Motorului asincron i se adaptează (obişnuit, pe rotorul lui) un compensator de fază, compus dintr-un rotor (indus) de maşină de curent continuu, care primeşte curent de la inelele colectoare ale motorului asincron, la trei perii echidistante ale colectorului compensatorului. Circuitul rotorului asincron se închide deci prin circuitul compensatorului de fază.

Mărimea compensatorului de fază se alege astfel ca factorul de putere al motorului să fie apropiat de unitate. Când motorul asincron are turaţie mică, este indicat ca antrenarea compensatorului de fază să se facă printr-un motor auxiliar de turaţie mai mare.

b. Utilizarea motoarelor asincrone sincronizate
Faţă de motoarele sincrone, motoarele asincrone sincronizate realizează un cuplu mărit de demaraj; ele pornesc ca motor asincron şi după ce primeşte în înfăşurarea trifazată a rotorului său un curent continuu, produs de o excitratice separată, capătă viteză sincronă.Motoarele asincrone sincronizate debitează, ca şi motoarele sincrone, energie reactivă în instalaţie, pe măsură ce se descarcă de sarcina activă în instalaţie.

c. Montarea de compensatoare sincrone
Compensatorul sincron este un motor sincron de tip uşor, care se foloseşte exclusiv pentru îmbunătăţirea factorului de putere, fără sarcină la arbore.Compensatoarele sincrone se construiesc, în general, de puteri de peste 5 000 kVA şi se utilizează în cadrul reţelelor de distribuţie şi mai rar la consumatori, când puterea reactivă de compensat depăşeşte 30MVAr.

Dacă compensatoarele sincrone servesc şi pentru reglarea tensiunii, se pot utiliza chiar şi atunci când puterea reactivă de compensat este sub 30MVAr. Prin variaţia excitaţiei sale, compensatorul sincron poate diminua tensiunea reţelei, când este subexcitat (absorbind energie reactivă) şi poate mări tensiunea, când este supraexcitat (debitând energie reactivă şi ameliorând factorul de putere al sistemului de distribuţie respectiv).

d. Montarea de condensatoare statice
Se utilizează atunci când puterea reactivă de compensat este sub 30MVAr, situaţie întâlnită frecvent în cazul consumatorilor industriali.

Condensatoarele statice se contruiesc pentru diferite puteri:
- până la 25kVAr, se consideră de putere mică;
- de la 25...250kVAr, de putere mijlocie;
- peste 250 kVAr, de putere mare.

Condensatoarele nu se montează în instalaţii individuale, ci sub formă de baterie de condensatoare.

În funcţie de putere, bateriile se pot clasifica astfel:
- până la 500 kVAr, de putere mică;
- de la 500 ... 1000 kVar, de putere mijlocie;
- peste 500 kVAr, de putere mare.

Bateriile de condensatoare prezintă ca avantaje:
- pierderi specifice mici şi constante (cca. 2 ... 5 W/kVAr);
- posibilitatea montării descentralizate;
- posibilitatea măririi treptate a puterii lor prin instalarea de noi unităţi;
- spaţiu de montare restrâns;
- greutate relativ mică;
- lipsa părţilor în mişcare;
- uşurinţa demontăr